Преди да започнете да правите кварцов филтър, трябва да се запасите с кварцови резонатори, ако е възможно с известен резерв, тъй като те ще трябва да бъдат проверени и отхвърлени предварително. Не се препоръчва да инсталирате нов кварц във филтъра - те, както и други части, са подложени на стареене. Те променят честотата си най-интензивно през първата година след освобождаването.

И така, 9 MHz кварц може да промени честотата си с 180 Hz през първата година, което е много забележимо. През следващите 2...4 години относителният дрейф на честотата няма да повлияе на работата на филтъра. Кондензаторите също са подложени на стареене, следователно, подобно на кварца, те трябва да стареят няколко години (от 3 до 5).

Кварцовите резонатори трябва да се закупуват от една партида, тъй като в нейните граници разпространението на параметрите е малко. Да получаваш добри параметрифилтри, разпространението на честотите на последователните кварцови резонанси не трябва да надвишава 0,1 от лентата на пропускане на филтъра, за да се получат отлични - 0,01. Например, за честотна лента от 3000 Hz, разпространението не трябва да надвишава плюс или минус 150 (15) Hz от средноаритметичната стойност на честотите Fs на всички кварцови резонатори.

Определяне на електрическите параметри на кварца.

По-добре е да не използвате генератора G4-102, както има лоша формасигнал и амплитудата не е много стабилна при регулиране на честотата на генератора, вместо GSS и HF волтметър, по-добре е да използвате измервателя на честотната характеристика X1-38.

При липса на инструменти, вместо GSS, можете да използвате генератор на шум плюс радиоприемник (фиг. 2). Най-общо казано, добрият RX е универсално устройство, което може да се използва по много различни начини. При RX AGC също се активира според показанията на S-метъра. Ако не е там, можете да включите тестера на ULF изхода.

При последователната резонансна честота Fs, кварцът е еквивалентен на последователна осцилираща верига, следователно показанията на RF волтметъра или RX ще бъдат максимални.

При паралелна резонансна честота Fp кварцът е еквивалентен на паралелна осцилаторна верига - показанията на инструмента са минимални.

Но тази точка може да бъде заобиколена, защото кварцът се описва със същото уравнение като последователна осцилаторна верига. Всичко, от което се нуждаете, е честотомер, който може да измерва честотата с точност от 10 Hz и два референтни кондензатора. C1 и C2, чийто капацитет е известен с точност 0,1...1%. За честоти от порядъка на 3...10 MHz C = 39 pF и C2 = 20 pF. Ако не е възможно да се измери точно стойността на капацитета, тогава можете сами да направите референтни кондензатори.

За да направите това, вземете 5...10 кондензатора с капацитет 5...10 пъти по-малък от необходимия и ги свържете паралелно. Факт е, че кривата на разсейване на грешките се подчинява на закона за нормално разпределение на Гаус, тя е симетрична и разсейването на стойностите в повечето случаи е много по-малко от определената стойност на толеранс.

Точността на референтния кондензатор със сигурност ще бъде по-добра от 1%. TKE ( температурен коефициенткапацитет) трябва да бъде нула. Нека в нашия случай има кондензатори с ненулев TKE.

Общото правило е: - TKE x C = + TKE x C. Имаме C = 6,2 pF, PZZ - 3 бр., C = b.2 pF M47 - 2 бр. и C = 6,2 pF MP0 -1 бр. Получаваме; 6,2 x (+33) x 3 + 6,2 x 0 x 1 + 6,2 x (-47) x 2 = 6,2 pF (+ 99 - 94) = 6,2 pF P+0,03

Това означава, че когато температурата се промени с 10°C, стойността на капацитета ще се увеличи с 3x10 -5% (0,000003%). Set = 6,2 x 6 = 37,2 pF P + 0,03. По същия начин правим Комплект №2.

За измерване на Fs се сглобява веригата на фиг. 4 от (2] - това е мултивибраторна верига, свързана с емитер, в която кварцът се възбужда близо до Fs. Първо, кварцът се номерира.

Fso се измерва за всеки кварц и се въвежда в таблица. След това включваме кондензатор C1 последователно с всеки кварц и измерваме Fs1. Въвеждаме данните в таблица. Измерваме Fs2 по същия начин. След това намираме средните аритметични стойности Fs0, Fs1, Fs2. За да изчислим кварцовите филтри, трябва да знаем стойността на индуктивността на кварцовите резонатори, която намираме с помощта на тричестотния метод.

Lk = 1 /2665 x 10 10 (Fs2-Fs1)/ , (1) където LK е в Gn; C1 и C2 - в pF; Fs0, Fs1, Fs2 - в Hz,

Грешката на изчислението по формула (1) не надвишава 2,5% По-долу ще предоставим необходимите данни за изчисляване на 4, 6 и 8 кристални филтри с характеристика на Чебишев за приемане на SSB и с характеристика на Бътъруърт - за приемане на телеграфни сигнали, те пръстен по-малко ", но имат по-малко затихване извън лентата на пропускане и по-лош коефициент на правоъгълност Kp, фиг. 5.

Kp е съотношението на честотните ленти на кварцовия филтър при дадено ниво на затихване към предавателната диария на ниво 0,7 (-3dB).

Например Kp 1,7 при нива -60 dB/-3 dB = 4,25/2,5 = 1,7. Филтрите са проектирани за неравномерност на честотната характеристика = 0,28 dB, но на практика, поради неизбежни производствени неточности, тя се оказва малко по-голяма.

Филтрите се изчисляват по дадения метод, но входният и изходният капацитет (C2,3) се преобразуват от последователни в паралелни, т.к. Неудобно е да се съгласуват филтри, тъй като инсталационният капацитет влияе върху него, образувайки и капацитивен делител, който намалява полезния сигнал с 8...15%.

За да се намали влиянието на монтажния капацитет в 8 кристални филтъра, Т-единиците се преобразуват в P-единици. Най-добре е кварцовите филтри да се съгласуват с осцилиращи вериги (без феромагнитни сърцевини, за да не се влоши динамиката на приемащата част); те подобряват съотношението сигнал / шум спрямо квадратния корен на заредения Q фактор.

Изчисляване (SSB) на кварцови филтри с характеристика на Чебишев и неравномерност на честотната характеристика в лента на пропускане 0,28 dB.

Четирикристален филтър, Фиг. 6.

C1.2 = 33354/(Fs0 + P/2) x Lk x P (pF), където

Fs0 - средноаритметична стойност (kHz),

LK - кварцова индуктивност, изчислена по формула (1) (H).

P - честотна лента на филтъра (kHz).

C2.3 = 1.149 x C1.2; C1 = 0,419 x C1,2

Устойчивост на натоварване на филтъра

Rf = 8,63 x Lk x P (Ohm), където Lk в Gn, P в Hz.

Шесткристален филтър, Фиг. 7.

C1 = 39 pF и C2 = 20 PF.

C1,2 = 35383/ (Fs0+ P/2) x Lk x P, pF

C1 = 0,439 x C1,2;

C2.3=1.213 x C1.2.

C3.4=1.344 x C1.2;

С = 3,907 х С1,2

Rf = 7,715xLk x P.

Филтър с осем кристала, фиг. 8.

S1.2 = 36007/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF,

C1 = 0,578 x C1,2;

С2,3 =1,227 х С1,2;

C3.4 = 1.357 x C1.2;

C4.5 = 1.297 x C1.2

С2 = 0,832 х 01,2;

С3 =1,471 х С1,2;

C4 = 0,525x C1,2,

Rf = 8,862 x Lk x P

Както може да се види от горните формули, за да се получи например телеграфна матрица с характеристиката на Чебишев, достатъчно е в изчисления SSB филтър да се увеличат всички стойности на капацитет с няколко пъти, равни на Pssb / Pcw / Rf ще намалее със същата сума. Тази техника може да се използва, ако P на произведения SSB кварцов филтър се окаже по-малко от необходимото поради малката резонансна междина на използвания кварц. За да получим необходимата честотна лента, ние намаляваме всички капацитети на филтъра с подходящия брой пъти. Но ако попаднете на кварц с ниско качество, този метод няма да помогне.

Изчисляване на телеграфни (CW) кварцови филтри с характеристика на Батъруърт.

(Обозначенията са подобни на показаните на фиг. 6-8).

Четирикристален кварцов филтър.

C1,2 = 30125/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF, (kHz, H)

C1 = 0,22 7x

С1,2; = C2.3 = 1.554 x C1.2;

Rf = 9,62 x Lk x P. (H, Hz) Ohm

Филтър с шест кристала.

C1.2 = 21670/(Fs0 + P/2) x Lk x P

C1 = 0,173 x C1,2;

С = 1,795 х С1,2;

C2.3 = 1.932 x C1.2;

C3.4 = 2.258 x C1.2

Rf = 17,429 x Lk x P.

Филтър с осем кристала.

C1,2 = 16678/(Fs0 + P/2) x Lk x P.

C1 = 0,157 x C1,2;

C2.3 = 2.064 x C1.2;

C3.4 = 2.743 x C1.2;

C4,5 = 2,979 x C1 2

C2 = 0,583 x C1,2;

С3 = 0,359 х С1,2;

C4 = 0,625 x C1,2;

Rf = 17,429 x Lk x P

За да работите CW на същата честота като SSB, трябва да използвате същия еталонен кристален осцилатор, но така че CW приемането да не е твърде ниска честота, трябва да изместите лентата на пропускане на CW филтъра нагоре с 400 .... 700 Hz, тогава сигналният тон ще бъде оптимален и ще бъде 0,8.....1,2 kHz. Не винаги е възможно да се изберат кварци с Fs = 400...700 Hz, а направата на отделен CW филтър е доста скъпа. По-добре е да използвате метода, предложен от EU1TT в .

Кондензатор С2 е свързан последователно с кварцовия резонатор и Fs нараства с 400..700 Hz. Кондензаторът C1 стеснява резонансната междина на получения еквивалентен резонатор. Стойността на C2 се изчислява по формулата:

C2 = 0,0253302/Lk x (2Fs0 x f + f 2 ), pF (2), където Lk е в Gn, Fs0 и f са в Hz. Fs = 400...700 Hz. C2 = 50...200 pF и може да се избира експериментално. C1, според препоръката на UP2NV, е в диапазона 20..70 pF, а по-голямата стойност на капацитета съответства на по-малка честотна лента на филтъра. Кондензаторите са свързани с релета с малък размер (например RES-49). Тези. едни и същи кристали се използват едновременно в SSB и CW филтри.

В правилно проектиран приемник между количеството на затихване извън лентата на пропускане Ao, динамичния диапазон за блокиране DD1, динамичния диапазон за интермодулация DDZ, усилването за междинната честота RX Kus. IF (всички в dB), има зависимости: Ao = DD1 и Do = DD3 + Kus.IF По отношение на трансивъра RA3AO това ще бъде Ao = 140 dB и Ao = 100 + 60 = 160 dB.

От двете стойности изберете по-голямата. (Авторът е използвал 8 кварца в SSB филтъра. 6 в CW филтъра и 2 в почистващия филтър. Общо 8 + 6 + 2 = 16 кварца). По-добре е да ги разпределите така: FOS - 13 бр., втори FOS - 6 бр., свързани между първо и второ стъпало на IF усилвателя, и SSB/CW филтри в почистващия филтър. Това ще направи възможно реализирането на висока динамика на приемащия път на трансивъра и драматично подобряване на реалната селективност

Правилното производство на филтъра е от голямо значение. Инсталиране на печатна платкане е подходящ поради влиянието на инсталационния капацитет и внесените загуби. Най-добрият вариант е шарнирно монтиране върху кварцови проводници. Успешен дизайн беше предложен от UY50N, фиг. 9.

Изглед на филтъра от страната на монтаж (отдолу), от страната на изводите на кварцовия резонатор (в метални кутии). Разположението на резонаторите е вертикално. Монтажът е изряден, извършен директно на клемите им. Монтира се върху дъска от двустранен фибростъклен ламинат. Отворите във фолиото са скрити.

Всички тези модули трябва да бъдат направени в екранирани корпуси, свързващи корпуса на миксера с корпуса на кварцовия филтър в една точка и корпуса на усилвателя на междинната честота с корпуса на кварцовия филтър също в една точка, близо до изхода на филтъра. Екранът трябва да е със значителна дебелина, така че токовете на смесителя и усилвателя на междинната честота да не се смесват през него. Релетата за промяна на честотната лента трябва да бъдат разположени до кристалите и да се захранват към тях чрез пропускателни кондензатори и LC разединителни вериги.

Кварцът трябва да бъде разделен на двойки с най-близки Fs. Двойки с минимално разстояние трябва да бъдат поставени в най-външните връзки (ZQ1-ZQ8), двойки с максимално разстояние трябва да бъдат поставени в централните връзки (ZQ4-ZQ5), по отношение на 8-кристалния филтър. При измерване на параметрите на произведен филтър е необходимо инструментите да се свържат правилно, за да не се изкриви фазовата характеристика на филтъра, фиг. 10. Ако е възможно, кондензаторите трябва да бъдат избрани с точност не по-лоша от 1%, но използването им с толеранс от 5% леко ще влоши параметрите на филтъра и е напълно приемливо.

Необходимо е да се използват керамични кондензатори с малък размер с минимален TKE. Можете дори да използвате остарели кондензатори KT-1 от различно оборудване, което е станало неизползваемо. Удобни са и с това, че позволяват регулиране на контейнера чрез внимателно изстъргване на част от облицовката отвън със скалпел в посока намаляване на размера на контейнера. Отдалеченото място за изолация е покрито с тънък слой лепило BF-2. Можете да отчупите парчета от други видове кондензатори, но не забравяйте да проверите монтирания кондензатор за липса на късо съединение между плочите.

След инсталиране в оборудването кварцовите филтри трябва да бъдат съгласувани (натоварени до необходимите стойности на съпротивление), в противен случай честотната характеристика (амплитудно-честотна характеристика или форма на лентата на пропускане) ще бъде далеч от изчислената (очакваната). Размерът на входния капацитет на филтъра (C2,3) трябва да бъде намален с количеството на инсталационния капацитет, това може значително да увеличи както неравномерността на честотната характеристика в лентата на пропускане на филтъра, така и затихването в лентата на пропускане на филтъра. Един правилно произведен и монтиран филтър не се нуждае от три.

Ако не е възможно да се избере необходимия брой кварц с приемливо разстояние Fs, тогава честотите могат да се регулират, но не механично, а електрически, фиг. 10, което също се предлага от EU1TT. Можете също да използвате формула (2), преобразувана във формата:

С2 = 0,0253302/Lк x (Fs max - Fs I) (3)

С осцилоскоп можете да създадете система, която е еквивалентна на измервател на честотната характеристика. За да направите това, сигнал от генератора трябва да бъде подаден към входа на трансивъра или приемника чрез атенюатор, фиг. 4, и разстройване на веригата за управление на варикап чрез променлив резисторПриложете трионно напрежение от 150 kOhm от осцилоскоп, чийто изход е свързан към конектора. Този метод е удобен, защото наблюдаваме честотната характеристика на филтъра на мястото, където трябва да бъде. Ако осцилоскопът е нискочестотен може да се свърже към изхода на детектора. С този метод за наблюдение на честотната характеристика във филтъра можете да използвате кварцови кристали с голямо честотно разпространение, като ги разменяте, за да постигнете необходимата честотна характеристика. Но това е по-малко надеждно, по-трудоемко и не позволява производството на набор от кварцови филтри с идентични честотни характеристики.

С помощта на предложения метод бяха произведени два комплекта от 6 + 6 + 4 кварцови филтри на честоти от 8,002 MHz и 5,503 MHz. Разстоянието между лентите на пропускане беше плюс/минус 50 Hz. тези. трябва да се изчислява с честотна лента, по-широка със 100 Hz - не 2500, а 2600 Hz. Характеристиките съвпадат добре с изчислените и филтрите не изискват допълнителни настройки, а само се координират директно във веригата. Тази статия обобщава резултатите от работата на много автори и нашия собствен дългогодишен опит [b].

А Кузменко (RV4LK)

1, Радио, 1975 г. № 3, Л. Лабутин “Кварцови резонатори”.

2. Infotech, A. Karakaptan, UY50N "Методи за производство на кварцови филтри."

3. Радио, 1982-1983 статии от V. Zalnerauskas, ex UP2NV.

4. Радиолюбител, 1991 г. № 11. И. Гончаренко, EU1TT, "Комбиниране на SSB/CW пропускателни ленти в кристален филтър с променлива честотна лента."

5. Радио, 1992 г. № 1, И. Гончаренко, EU1TT, „Стълбовидни филтри на неравномерни резонатори.“

6. Radiodesign, 1996, No. 3, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, „Определяне на параметрите на кварцови резонатори за изчисляване и производство на кварцови филтри.“

7. Radio Amateur, 1993, No. 6, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, „Определяне на параметрите на кварцовите резонатори за изчисляване на стълбовидни филтри“

Кварцовият филтър, както знаем, е „половината от добър трансивър“. Тази статия представя практичен дизайн на дванадесет кристални кварцови филтъра за основен избор за висококачествен приемо-предавател и приставка за компютър, което ви позволява да конфигурирате този и всички други теснолентови филтри. В аматьорските дизайни наскоро като основен филтър за селекция са използвани осемкристални кварцови филтри от стълбовиден тип, направени върху идентични резонатори. Тези филтри са относително лесни за производство и не изискват големи материални разходи.

Разработени са компютърни програми за тяхното изчисляване и моделиране. Характеристиките на филтрите напълно отговарят на изискванията за висококачествено приемане и предаване на сигнала. Въпреки това, с всички предимства, тези филтри имат и значителен недостатък - известна асиметрия на честотната характеристика (плосък нискочестотен наклон) и съответно нисък коефициент на правоъгълност.

Претоварването на любителските радиопредавания определя доста строги изисквания за селективността на модерен приемо-предавател на съседен канал, поради което главният филтър за избор трябва да осигурява затихване извън лентата на пропускане не по-лошо от 100 dB с коефициент на правоъгълност 1,5... 1,8 ( при нива -6/-90 dB ).

Естествено, загубите и неравномерността на честотната характеристика в лентата на пропускане на филтъра трябва да бъдат минимални. Ръководейки се от препоръките, изложени в, за основа беше избран десеткристален стълбовиден филтър с характеристика на Чебишев с неравномерна честотна характеристика от 0,28 dB.

За да се увеличи стръмността на наклоните, успоредни на входа и изхода на филтъра, бяха въведени допълнителни вериги, състоящи се от последователно свързани кварцови резонатори и кондензатори.

Изчисленията на параметрите на резонаторите и филтъра бяха извършени съгласно метода, описан в. За честотна лента на филтъра от 2,65 kHz са получени първоначалните стойности: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Филтърната верига и изчислените стойности на стойностите на кондензатора са показани на фиг. 1.

Дизайнът използва кварцови резонатори за телевизионни PAL декодери на честота 8,867 MHz, произведени от VNIISIMS (Александров Владимирска област). Стабилната повторяемост на параметрите на кристала, малките им размери и ниската цена изиграха роля при избора.

Изборът на честотата на кварцовите резонатори за ZQ2-ZQ11 беше извършен с точност ±50 Hz. Измерванията са извършени с помощта на самоделен автоосцилатор и индустриален честотомер. Резонаторите ZQ1 и ZQ12 за паралелни вериги бяха избрани от други партиди кристали с честоти съответно по-ниски и по-високи от честотата на основния филтър с приблизително 1 kHz.

Филтърът е монтиран върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло с дебелина 1 mm (фиг. 2).

Най-горният слой на метализация се използва като обикновен проводник. Отворите от страната на монтиране на резонаторите са скрити. Корпусите на всички кварцови резонатори са свързани към общ проводникзапояване.

Преди монтиране на частите платката на филтъра е запечатана в калаена кутия с два подвижни капака. Също така от страната на печатните проводници е запоена екранна преграда, минаваща между изводите на резонаторите по централната аксиална линия на платката.

На фиг. 3 е дадено електрическа схемафилтър. Всички кондензатори във филтъра са CD и KM.

След като филтърът беше направен, възникна въпросът: как да измерим неговата честотна характеристика с максимална разделителна способност у дома?

Използван е домашен компютър, последван от проверка на резултатите от измерването чрез конструиране на честотната характеристика на филтъра точка по точка с помощта на селективен микроволтметър. Като дизайнер на радиолюбителско оборудване, бях много заинтересуван от идеята, предложена от DG2XK, за използване на компютърна програма за нискочестотен (20 Hz...22 kHz) спектрален анализатор за измерване на честотната характеристика на теснолентови любителски радиофилтри.

Същността му се състои в това, че високочестотният спектър на честотната характеристика на кварцов филтър се прехвърля в нискочестотния диапазон с помощта на конвенционален SSB детектор, а компютър с инсталирана програма за спектрален анализатор позволява да се види честотата отговор на този филтър на дисплея.

Като източник на високочестотен сигнал DG2XK се използва шумов генератор на ценеров диод. Експериментите, които проведох, показаха, че такъв източник на сигнал позволява да се види честотната характеристика до ниво не повече от 40 dB, което очевидно не е достатъчно за висококачествена настройка на филтъра. За да видите честотната характеристика на филтър на ниво -100 dB, генераторът трябва да има

Поради тази причина генераторът на шум беше заменен от традиционен генератор за почистване (фиг. 4). Основата е схемата на кварцов осцилатор, в която относителната спектрална плътност на мощността на шума е равна на -165 dB/Hz. Това означава, че шумовата мощност на генератора при 10 kHz се разстройва в честотна лента от 3 kHz

Оформлението на оригиналния източник е леко променено. Така вместо биполярни транзистори се използват транзистори с полеви ефекти и верига, състояща се от индуктор L1 и варикапи VD2-VD5, е свързана последователно с кварцовия резонатор ZQ1. Честотата на генератора може да се настройва спрямо честотата на кварца в рамките на 5 kHz, което е напълно достатъчно за измерване на честотната характеристика на теснолентов филтър.

Кварцовият резонатор в генератора е подобен на филтър. В режим генератор на размахване управляващо напрежениеВарикапите VD2-VD5 се захранват от генератор на трионно напрежение, направен на еднопреходен транзистор VT2 с генератор на ток на VT1.

За ръчно регулиране на честотата на генератора се използва многооборотен резистор R11. Чипът DA1 работи като усилвател на напрежение. Първоначално замисленото синусоидално управляващо напрежение трябваше да бъде изоставено поради неравномерната скорост на преминаване на честотната характеристика на различни участъци от честотната характеристика на филтъра и за постигане на максимална разделителна способност честотата на генератора беше намалена до 0,3 Hz. Превключвателят SA1 избира честотата на генератора "трион" - 10 или 0,3 Hz. Честотното отклонение на MFC се настройва чрез подстригващ резистор R10.

Принципната диаграма на детекторния блок е показана на фиг. 5. Сигналът от изхода на кварцовия филтър се подава на вход X2, ако веригата L1C1C2 се използва като товар на филтъра.

Ако измерванията се извършват на филтри, натоварени с активно съпротивление, тази верига не е необходима. След това сигналът от товарния резистор се прилага към входа X1 и проводникът, свързващ входа X1 към веригата, се отстранява от печатната платка на детектора.

Повторител на източника с динамичен обхват над 90 dB на мощен полеви транзистор VT1 съответства на съпротивлението на натоварване на филтъра и входното съпротивление на миксера. Детекторът е направен по пасивна балансирана смесителна схема, използваща полеви транзистори VT2, VT3 и има динамичен диапазон над 93 dB.

Комбинираните затвори на транзисторите през P-веригите C17L2C20 и C19L3C21 получават противофазни синусоидални напрежения от 3...4V (rms) от референтния генератор. Референтният осцилатор на детектора, направен на чип DD1, съдържа кварцов резонатор с честота 8,862 MHz.

Нискочестотният сигнал, образуван на изхода на миксера, се усилва приблизително 20 пъти от усилвател на чипа DA1. Тъй като звуковите карти на персонални компютри имат вход с относително нисък импеданс, детекторът е оборудван с мощен операционен усилвател K157UD1. Честотната характеристика на усилвателя се настройва така, че под 1 kHz и над 20 kHz да има намаляване на усилването от приблизително -6 dB на октава.

Генераторът на честота на люлеене е монтиран върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло (фиг. 6). Горният слой на платката служи като общ проводник, отворите за изводите на частите, които нямат контакт с него, са скрити.

Таблото е запечатано в кутия с височина 40 мм с два подвижни капака. Кутията е изработена от калайдисана ламарина. Индукторите L1, L2, L3 са навити на стандартни рамки с диаметър 6,5 mm с тримери от карбонилно желязо и поставени в екрани. L1 съдържа 40 навивки проводник PEV-2 0,21, L3 и L2 - съответно 27 и 2+4 навивки проводник PELSHO-0,31.

Намотка L2 е навита върху L3 по-близо до „студения“ край. Всички дросели са стандартни - DM 0.1 68 µH. Постоянни резистори MLT, тримери R6, R8 и R10 тип SPZ-38. Многооборотен резистор - PPML. Постоянни кондензатори - КМ, КЛС, КТ, оксидни - К50-35, К53-1.

Създаването на MFC започва с настройка на максималния сигнал на изхода на трионообразния генератор на напрежение. Чрез наблюдение на сигнала на щифт 6 на микросхемата DA1 с осцилоскоп, с помощта на подстригващи резистори R8 (усилване) и R6 (отместване) настройте амплитудата и формата на сигнала, показан на диаграмата в точка А. Чрез избор на резистор R12, стабилно генериране се постига без влизане в режим на ограничаване на сигнала.

Чрез избор на капацитет на кондензатор C14 и регулиране на веригата L2L3, изходната осцилаторна система се настройва на резонанс, което гарантира добра товароносимост на генератора. С помощта на тримера на бобината L1 границите за настройка на осцилатора се задават в диапазона от 8,8586-8,8686 MHz, което припокрива честотната лента на тествания кварцов филтър с марж. Да се ​​осигури максимално преструктуриране на GKCH

Детекторният блок е изработен върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло (фиг. 7).

Най-горният слой фолио се използва като обикновен проводник. Отворите за изводите на части, които нямат контакт с общия проводник, са зенкеровани.

Таблото е запечатано в тенекиена кутия с височина 35 мм със свалящи се капаци. Разделителната способност на приставката зависи от качеството на нейното производство.

Намотките L1 - L4 съдържат 32 навивки от проводник PEV-0.21, навити навивки за завиване на рамки с диаметър 6 mm. Тримери в намотки от бронирани ядра SB-12a. Всички дросели са тип DM-0.1. Индуктивност L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Трансформатор T1 е навит върху 1000NN пръстеновидна феритна магнитна сърцевина със стандартен размер K10 x 6 x 3 mm и съдържа 7 навивки в първичната намотка и 2 x 13 навивки от проводник PEV-0.31 във вторичната намотка.

Всички подстригващи резистори са SPZ-38. По време на предварителната настройка на устройството се използва високочестотен осцилоскоп за наблюдение на синусоидалния сигнал на портите на транзисторите VT2, VT3 и, ако е необходимо, регулиране на намотките L2, L3. Чрез регулиране на намотката L4, честотата на референтния осцилатор се понижава под лентата на пропускане на филтъра с 5 kHz. Това се прави така, че в работната зона на спектралния анализатор да има по-малко смущения, които намаляват разделителната способност на устройството.

Генераторът на измиваща честота е свързан към кварцов филтър чрез съгласуващ колебателен кръг с капацитивен делител (фиг. 8).

По време на процеса на настройка това ще ви позволи да получите ниско затихване и неравномерност в лентата на пропускане на филтъра.

Вторият съгласуващ колебателен кръг, както вече беше споменато, се намира в приставката на детектора. След сглобяване на измервателната верига и свързване на изхода на приемника (XZ конектор) към микрофона или линейния вход звукова картаперсонален компютър, стартирайте програмата за спектрален анализатор. Има няколко такива програми. Авторът е използвал програмата SpectraLab v.4.32.16, намираща се на адрес: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Програмата е лесна за използване и има големи възможности.

И така, стартираме програмата “SpektroLab” и чрез регулиране на честотите на MCG (в режим на ръчно управление) и референтния осцилатор в приставката на детектора, задаваме пика на спектрограмата на MCG на около 5 kHz. След това, чрез балансиране на миксера на приставката на детектора, пикът на втория хармоник се намалява до нивото на шума. След това режимът GCH се включва и на монитора се появява дългоочакваната честотна характеристика на тествания филтър. Първо се включва честотата на люлеене от 10 Hz и с помощта на R11, регулирайки централната честота, а след това лентата на люлеене R10 (фиг. 4), установяваме приемлива „картина“ на честотната характеристика на филтъра в реално време . По време на измерванията, чрез регулиране на съгласуващите вериги, постигаме минимални неравности в лентата на пропускане.

След това, за да постигнем максимална разделителна способност на устройството, включваме честотата на сканиране от 0,3 Hz и задаваме в програмата максималния възможен брой точки на трансформация на Фурие (FFT, авторът има 4096...8192) и минималната стойност на параметърът за осредняване (Осредняване, авторът има 1).

Тъй като характеристиката се чертае в няколко преминавания на GKCh, режимът на пиков волтметър за съхранение (Hold) е включен. В резултат на това получаваме честотната характеристика на изследвания филтър на монитора.

С помощта на курсора на мишката получаваме необходимите цифрови стойности на резултантната честотна характеристика на необходимите нива. В този случай не трябва да забравяте да измерите честотата на референтния осцилатор в приставката на детектора, за да получите след това истинските стойности на честотата на точките на честотна характеристика.

След като оценяват първоначалната „картина“, те настройват честотите на последователния резонанс ZQ1n ZQ12, съответно, към долния и горния наклон на честотната характеристика на филтъра, постигайки максимална квадратура на ниво от -90 dB.

В заключение, с помощта на принтера получаваме пълноценен „документ“ за произведения филтър. Като пример на фиг. Фигура 9 показва спектрограмата на честотната характеристика на този филтър. Там е показана и спектрограма на сигнала на GKCh. Видимата неравномерност на левия наклон на честотната характеристика на ниво -3...-5 dB се елиминира чрез пренареждане на кварцовите резонатори ZQ2-ZQ11.

В резултат на това получаваме следните характеристики на филтъра: лента на пропускане на ниво - 6 dB - 2.586 kHz, неравномерност на честотната характеристика в лентата на пропускане - по-малко от 2 dB, коефициент на квадратност на нивото - 6/-60 dB - 1.41; по нива - 6/-80 dB 1.59 и по нива - 6/-90 dB - 1.67; затихването в обхвата е по-малко от 3 dB, а затихването извън обхвата е повече от 90 dB.

Авторът решава да провери получените резултати и измерва честотната характеристика на кварцовия филтър точка по точка. За измерванията беше необходим селективен микроволтметър с добър атенюатор, който беше микроволтметър тип HMV-4 (Полша) с номинална чувствителност от 0,5 μV (в същото време той записва сигнали добре на ниво от 0,05 μV) и атенюатор от 100 dB.

За тази опция за измерване е сглобена диаграмата, показана на фиг. 1. 10. Съгласуващите вериги на входа и изхода на филтъра са внимателно екранирани. Свързващите екранирани проводници са с добро качество. „Земните“ вериги също са внимателно изпълнени.

Плавно променяйки честотата на високочестотния резистор R11 и превключвайки атенюатора от 10 dB, вземаме показания на микроволтметър, преминавайки през цялата честотна характеристика на филтъра. Използвайки данните от измерванията и същата скала, изграждаме графика на честотната характеристика (фиг. 11).

Благодарение на висока чувствителностмикроволтметър и нисък страничен шум на GKCh, сигналите са добре записани на ниво от -120 dB, което е ясно отразено на графиката.

Резултатите от измерванията са както следва: ниво на честотната лента - 6 dB - 2.64 kHz; неравномерност на честотната характеристика - по-малко от 2 dB; коефициентът на правоъгълност за нива -6/-60 dB е 1.386; по нива - 6/-80 dB - 1.56; по нива - 6/-90 dB - 1.682; по нива - 6/-100 dB - 1.864; затихването в лентата е по-малко от 3 dB, зад лентата е повече от 100 dB.

Някои разлики между резултатите от измерването и компютърната версия се обясняват с наличието на натрупващи се грешки в цифрово-аналоговото преобразуване, когато анализираният сигнал се променя в голям динамичен диапазон.

Трябва да се отбележи, че горните графики на честотната характеристика на кварцов филтър са получени с минимално количество работа по настройка и с по-внимателен подбор на компоненти, характеристиките на филтъра могат да бъдат значително подобрени.

Предложената генераторна схема може успешно да се използва за работа на AGC и детектори. Чрез прилагане на сигнал от генератор на честота на сканиране към детектора, на изхода на приставката към компютъра получаваме сигнал от генератор на честота на нискочестотно сканиране, с който можете лесно и бързо да конфигурирате всеки филтър и каскада на нискочестотен път на трансивъра.

Не по-малко интересно е използването на предложената детекторна приставка като част от панорамния индикатор на трансивъра. За да направите това, свържете кварцов филтър с честотна лента 8...10 kHz към изхода на първия смесител. След това полученият сигнал се усилва и се подава към входа на детектора. В този случай можете да наблюдавате сигналите на вашите кореспонденти с нива от 5 до 9 точки с добра резолюция.

Г. Брагин (RZ4HK)

Литература:

1. Усов В. Кварцов филтър SSB. - Радиолюбител, 1992, № 6, с. 39, 40.

2. Дроздов V.V. Любителски приемо-предаватели KB. - М.: Радио и комуникация, 1988.

3. Клаус Рабан (DG2XK) Оптимизиране на Eigenbau-Quarzfiltern с компютърна звукова карта. - Funkamater, № 11, 2001, С. 1246-1249.

4. Франк Силва. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - ФЪНК, 1999, 11, С. 38.