Comment configurer le filtre à cristal d'un émetteur-récepteur. Filtre simple et bon marché pour SSB

Lors de la vérification et de la configuration des chemins IF avec des filtres à quartz ou des filtres à quartz individuels, la plupart des radioamateurs ont du mal à savoir où obtenir un signal de test. Il n'est pas toujours possible de mesurer indirectement des paramètres à l'aide de mélangeurs récepteurs. Tous les générateurs de mesure multifonctionnels de précision disponibles et relativement peu coûteux ne couvrent pas la gamme de fréquences de 30...90 MHz, ou la stabilité des générateurs RF conventionnels (avec une fonction fréquence fréquence) ne permettra pas une mesure et un ajustement précis des caractéristiques du quartz filtres. Mais le plus souvent, un tel équipement n'est tout simplement pas disponible et il est déraisonnable d'acheter un générateur coûteux uniquement pour ce travail.

Cet article décrit un oscillateur commandé en tension (VCO) à deux canaux avec une petite plage de réglage (plusieurs dizaines de kilohertz), une fréquence centrale de 2...90 MHz, une résistance de sortie de 50 Ohms et un signal de sortie avec une crête Plage -à crête de 100...300 mV. L'appareil est conçu pour fonctionner dans le cadre d'un mesureur de réponse en fréquence au lieu d'un mesureur de réponse en fréquence, et peut également fonctionner avec un autre générateur de signaux en dents de scie.

Pour obtenir un fonctionnement stable du VCO, des résonateurs en céramique peu coûteux et accessibles ont été utilisés comme éléments de réglage de fréquence pour des fréquences de 2...12 MHz et une multiplication supplémentaire de fréquence. Bien entendu, une base d'éléments moderne permettrait de résoudre le même problème en utilisant des générateurs DDS ou des générateurs avec PLL (avec un microcontrôleur et le logiciel correspondant), mais la complexité d'un tel dispositif dépasserait alors la complexité de l'équipement testé. Par conséquent, l'objectif était de créer un générateur simple utilisant les éléments disponibles et de ne pas avoir à s'occuper de la fabrication d'inducteurs, ainsi que de configurer l'appareil à l'aide d'instruments de mesure simples.

L'appareil est divisé en unités fonctionnelles distinctes qui peuvent être montées ou non, selon les besoins du propriétaire. Par exemple, si vous disposez d'un générateur DDS multifonctionnel, vous ne pouvez pas assembler les générateurs et utiliser uniquement des multiplicateurs de fréquence et le filtre principal pour atteindre la fréquence finale. Pour éviter un fonctionnement instable, je recommande d'utiliser exclusivement des microcircuits CMOS de la série 74ACxx dans la partie haute fréquence.

La carte de l'appareil (Fig. 1) aux dimensions de 100x160 mm est conçue de telle manière qu'elle peut être réalisée simple face (la face supérieure sur laquelle se trouvent tous les éléments à l'exception des câbles de démarrage) ou double face si vous envisagez de utilisez l'appareil à des fréquences supérieures à 25 MHz. La numérotation des éléments sur le schéma de circuit et la carte commence par le numéro attribué au nœud dans lequel ils sont inclus. Sur la fig. La figure 2 montre l'installation des éléments sur une version unilatérale du tableau. Dans ce cas, les broches du microcircuit dans le boîtier DIP sont soudées du côté des conducteurs imprimés, ce qui nécessite un soin particulier.

Riz. 1. Dimensions de la carte de l'appareil 100x160 mm

Riz. 2. Installation d'éléments sur une version unilatérale de la planche

Les résonateurs céramiques présentent une bonne stabilité de fréquence à court terme, ce qui permet d'utiliser leur signal pour mettre en place des filtres à quartz et mesurer de manière fiable leurs fortes pentes. L'intervalle d'interrésonance de ces résonateurs est d'un ordre de grandeur supérieur à celui des résonateurs à quartz. Ils peuvent être tirés en fréquence de +0,3...-2% de la valeur nominale sans aucun problème. Dans le tableau La figure 1 montre les principaux paramètres des résonateurs piézocéramiques achetés en 2015 en Russie et leur plage de réglage de fréquence dans le cas de la construction d'un générateur basé sur les éléments logiques du microcircuit 74AC86.

Tableau 1

Type de résonateur 1)	Fréquence nominale, MHz	Nombre de broches	Fréquence minimale 2), MHz	Fréquence maximale 3), MHz

1) P - résonateurs de la série ZTA, PC - résonateurs de la série ZTT (avec condensateurs intégrés), D - discriminateur (à utiliser dans les détecteurs FM). 2) Avec deux condensateurs de 280 pF. 3) Avec deux condensateurs de 20 pF.

Les résonateurs céramiques pour fréquences plus élevées (supérieures à 13 MHz) sont évidemment fabriqués selon une technologie différente et leur plage d'accord de fréquence est très réduite. Les résonateurs de la série ZTT ont des condensateurs intégrés, il est donc beaucoup plus difficile de les régler en fréquence et il n'est pas toujours possible d'obtenir la fréquence nominale.

Dans le tableau 2 montre les valeurs de fréquence IF les plus courantes dans divers appareils de réception radio (RPU) et émetteurs-récepteurs, ainsi que les options pour générer ces fréquences à l'aide de résonateurs en céramique. L'analyse des coefficients de multiplication ou de division requis révélera la nécessité d'utiliser la multiplication par deux pour augmenter le nombre options possibles et assurer la qualité du signal.

Tableau 2

FI, MHz	Application principale	Fréquence du générateur, MHz
FI, MHz	Application principale	Option 1	Option 2	Option 3	Option 4
	Émetteurs-récepteurs faits maison
	Émetteurs-récepteurs faits maison
	Émetteurs-récepteurs faits maison
	Émetteurs-récepteurs faits maison
	Émetteurs-récepteurs faits maison
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	Standard
	IC émetteur-récepteur R-75
	Émetteurs-récepteurs CB
	Standard
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	Standard

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	Unités de contrôle domestiques
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	RPU EKD(PIB)
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	Unités de commande radio faites maison

Pour comprendre le fonctionnement des multiplicateurs de fréquence proposés, je donnerai brièvement paramètres importants spectres des signaux de sortie des éléments logiques CMOS de la série 74AC. Ces éléments rapides fonctionnent avec une tension d'alimentation de 2...6 V, et sans charge capacitive, le temps de montée minimum des impulsions de sortie est de 1 ns, ce qui permet d'obtenir des composantes spectrales significatives jusqu'à une fréquence de 250 MHz. Dans le même temps, la résistance de sortie des éléments est d'environ 25 Ohms, ce qui facilite l'obtention d'une énergie importante à partir de composants harmoniques supérieurs. La caractéristique de transfert des éléments logiques de cette série est symétrique et l'étage de sortie a la même capacité de charge et la même vitesse de commutation pour le courant de fuite et de chute. Ainsi, le signal de sortie des éléments logiques et des bascules de la série 74ACxx jusqu'à des fréquences de 30 MHz peut être considéré comme idéal, et toutes les lois mathématiques liées aux spectres des signaux pulsés peuvent être appliquées dans la pratique avec une grande précision.

Un signal rectangulaire avec la même durée d'impulsion t et la même pause t p est ce qu'on appelle l'onde carrée (facteur de service Q = T/t et = 2, où T est la période de répétition des impulsions T = t et +t p, mais parfois le terme « duty cycle", le rapport cyclique inverse K = 1/Q), contient dans le spectre, en plus de la première harmonique (F 1 = 1/T - fréquence fondamentale), également des harmoniques impaires (2n+ 1)F 1, où n = 1, 2, 3.... En pratique, la suppression des harmoniques paires peut atteindre 40 dB sans recours à des mesures particulières, et pour obtenir une suppression jusqu'à 60 dB, il faut assurer une stabilité à long terme des paramètres des éléments en utilisant OOS et avec un ajustement minutieux supplémentaire.

L'expérience a montré que les diviseurs de fréquence en deux (bascules D et bascules JK de la série 74ACxx, ainsi que le diviseur de fréquence 74AC4040) à des fréquences allant jusqu'à 4 MHz permettent une telle suppression jusqu'à 60 dB. À une fréquence de sortie de 30 MHz, elle diminue à 30 dB et aux fréquences supérieures à 100 MHz, il n'y a pas de suppression prononcée des harmoniques paires.

L'onde carrée revêt donc une importance particulière dans les multiplicateurs de fréquence en raison de la relative pureté du spectre, ce qui simplifie les filtres ultérieurs. Pour cette raison, le dispositif proposé fournit des éléments permettant d'ajuster la symétrie du signal. Les caractéristiques de sortie presque idéales des éléments de la série 74ACxx permettent, sans utiliser d'analyseur de spectre utilisant des éléments de réglage, d'obtenir la forme de signal souhaitée en mesurant la tension continue moyenne en sortie. La suppression des harmoniques paires jusqu'à 40...50 dB à des fréquences jusqu'à 20 MHz est obtenue sans problème.

Le rapport cyclique (facteur de service) du signal de sortie peut être mesuré à l'aide d'un multimètre numérique en mode mesure Tension continue(Entrée R ≥ 10 MOhm), sans changer la limite de mesure (Fig. 3). Tout d'abord, le multimètre est calibré ; pour cela, il est connecté via une résistance d'une résistance de 33...100 kOhm aux lignes électriques (directement aux bornes correspondantes du microcircuit). Étant donné que la résistance d'entrée du multimètre est de 10 MOhm, ses lectures (Uk) seront inférieures de 0,3 à 1 % à la tension d'alimentation. La résistance, avec toutes les capacités des fils et de l'entrée du multimètre, forme un filtre passe-bas pour le signal haute fréquence. S'il y a un signal d'impulsion avec Q = 2 à la sortie de l'élément logique, le multimètre affichera U out = 0,5U k sur la Fig. La figure 4 montre le spectre du signal à la sortie du générateur du microcircuit 74AC86 sans aucune mesure d'équilibrage particulière ; la suppression de la deuxième harmonique par rapport à la première est d'environ 36 dB ; Ce n'est pas très bon pour travailler avec des multiplicateurs de fréquence.

Riz. 3. Mesure du rapport cyclique (facteur de service) du signal de sortie

Riz. 4. Spectre de signal à la sortie du générateur du microcircuit 74AC86

Si la symétrie du signal de sortie est perturbée, d'autres composantes spectrales peuvent être supprimées. Par exemple, lorsque Q = 3 (Fig. 5), les harmoniques multiples de trois sont supprimées dans le signal de sortie (Fig. 6). L'établissement d'un tel mode s'effectue également à l'aide d'un multimètre, mais il suffit d'obtenir la tension moyenne U out = 0,333U k (ou 0,666U k). Cette option est particulièrement intéressante si vous devez multiplier par deux ou par quatre. Aux harmoniques plus élevées, le coût des filtres rend déjà difficile l’application pratique de cette option.

Riz. 5. Spectre de signaux

Riz. 6. Spectre de signaux

Ainsi, l’onde carrée est idéale pour obtenir des harmoniques impaires du signal, jusqu’au septième. Les plus élevés sont déjà fortement atténués et leur extraction nécessiterait des filtres et des amplificateurs complexes. Les deuxième et quatrième harmoniques sont mieux obtenues avec un rapport cyclique du signal de sortie Q = 3. Si toutes les harmoniques proches sont nécessaires dans le spectre, vous devez définir Q = 2,41 (K = 41,5 %).

Voici ci-dessous remarque importante. Il arrive parfois que des interférences provenant de l’oscillateur local ou du système PLL du microcontrôleur « errent » dans le récepteur. En sélectionnant habilement le rapport cyclique du signal d'horloge, vous pouvez supprimer certaines harmoniques interférentes. Mais en général, le bruit de fond global des harmoniques du signal d'horloge peut être réduit si, par défaut, son rapport cyclique est réglé exactement sur Q = 2.

Le dispositif proposé utilise principalement des éléments logiques CMOS fonctionnant en mode linéaire. Pour cela, le mode onduleur est utilisé (si l'élément est à deux entrées, la deuxième entrée est connectée à un fil commun ou une ligne électrique) et l'OOS est introduit selon CC(Fig. 7) pour maintenir le point de fonctionnement au milieu de la caractéristique de transfert. La résistance R3 fournit un OOS et, à l'aide des résistances R1 et R2, vous pouvez déplacer la position du point de fonctionnement sur la caractéristique de transfert. Ce circuit permet également d'équilibrer les éléments logiques de la série 74xCTxx, qui ont un seuil de commutation d'environ 1,2 V (avec une tension d'alimentation de 3,3 V). Le critère pour un réglage correct est de régler la tension de sortie à 50 % de l'alimentation. La résistance de la résistance R2 est choisie aussi grande que possible afin qu'elle ait moins d'influence sur les circuits de signal d'entrée.

Riz. 7. Schéma de l'appareil

La pente de la caractéristique de transfert correspond à un gain de tension de 30...40 dB. Par conséquent, un signal d'entrée avec une tension de plusieurs dizaines de millivolts entraîne déjà une modification de la sortie de zéro au maximum. Pour réduire le bruit lors du passage d'un état à un autre, une certaine vitesse de montée du signal doit être fournie à l'entrée (pour la série 74ACxx - environ 125 mV/ns). Dans ce cas, il existe une fréquence limite inférieure à laquelle aucun bruit parasite ou auto-excitation ne se produit lors du passage à travers la section active de la caractéristique.

Si un circuit LC parallèle est activé au niveau de l'entrée de la porte logique, des signaux d'entrée à basse fréquence peuvent être fournis sans provoquer de bruit. Avec une tension d'alimentation de 3,3 V à une fréquence de 3 MHz, l'oscillation de tension minimale est de 0,5...1 V. Pour fonctionner à des fréquences plus basses, il est nécessaire d'utiliser des éléments logiques des séries 74HCxx, MM74Cxx, 40xx.

Sur la base de l'élément OU EXCLUSIF (puce 74AC86), vous pouvez facilement réaliser un multiplicateur de fréquence par deux si le signal est appliqué directement à une entrée, à l'autre entrée via une ligne à retard basée sur un circuit RC (Fig. 8). Si la constante de temps du circuit RC (τ) est nettement inférieure à la période de répétition des impulsions T, nous obtiendrons des impulsions courtes en sortie à chaque chute de tension d'entrée, c'est-à-dire que le nombre d'impulsions (et donc leur fréquence) a doublé. Avec l'augmentation du retard (la constante de temps du circuit RC) sur le condensateur C1, le signal devient triangulaire et son amplitude diminue, de sorte que la précision de commutation diminue et la qualité du signal se détériore - les fronts « flottent » avec du bruit. Un tel multiplicateur fonctionne de manière stable à τ

Riz. 8. Multiplicateur de fréquence

Le spectre du signal de sortie sera encore plus net dans le cas de Q = 3 (Fig. 9). Dans ce cas, le multiplicateur « donnera » des harmoniques en sortie aux fréquences 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1, etc.). Seules les harmoniques à 2F 1 et 4F 1 ont une importance pratique, et la suppression des harmoniques avec des fréquences F 1, 3F 1, 5F 1 et 6F 1 est utile. Avec ce réglage, la sortie doit être U out = 0,333U k.

Riz. 9. Spectre de sortie

Riz. 10. Spectre de signaux

Schéma fonctionnel Le générateur de mesure est représenté sur la Fig. 11. Le circuit fournit deux générateurs (G1, G2) de même conception pour étendre les fonctionnalités de l'appareil. Après eux, une multiplication de fréquence intermédiaire se produit dans le multiplicateur-diviseur de fréquence U1 ou multiplicateur de fréquence U2. Le facteur de multiplication est un, deux, trois ou quatre. De plus, dans le multiplicateur-diviseur de fréquence U1, la fréquence du signal peut être divisée par deux ou par quatre avant d'être multipliée. Dans le mélangeur, en sortie de l'élément DD1 et après filtre passe-bas Z3 (fréquence de coupure - 100 kHz), un signal est généré à la fréquence F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 |. Le mixeur fonctionne également sur les harmoniques.

Riz. 11. Schéma fonctionnel du générateur de mesure

Le modulateur contient les éléments DD2, DD3, Z1 et Z2, ils forment le rapport cyclique du signal nécessaire pour le dernier étage de multiplication. Avec le rapport cyclique Q = 2, les éléments Z1 et Z2 ne sont pas nécessaires. Les DD4 et DD5 fonctionnent comme des amplificateurs tampons et peuvent en outre être modulés par impulsions.

Le générateur G3 génère des impulsions courtes pour simuler le bruit impulsionnel, il est activé haut niveau Signal SPON. Si sa fréquence est réduite de 100...1000 fois (en augmentant la capacité des condensateurs correspondants), la dynamique de l'AGC ou du suppresseur de bruit peut être ajustée dans le RPU.

À l'aide des filtres Z4 et Z5, l'harmonique souhaitée est isolée et les amplificateurs A2 et A3 donnent aux signaux le niveau requis. À la sortie GEN-3, vous pouvez créer un signal combiné à l'aide des cavaliers S1 et S2.

Le bloc d'alimentation (PSU) fournit une tension de 3,3 V aux composants de l'appareil, et il existe également une sortie de tension de +3,9 V pour alimenter l'équipement de faible consommation testé (radios TECSUN, DEGEN, etc.). de l'alimentation peut être alimentée avec une tension de +5 V depuis le port USB ou chargeur téléphone portable, ainsi que d'un téléphone non stabilisé bloc réseau alimentation avec une tension de sortie de 5...15 V. Le courant consommé par l'appareil dépend de la fréquence des générateurs et ne dépasse pas 70 mA lorsqu'il est entièrement équipé.

La partie suivante de l'article fournira une description détaillée du circuit du dispositif et quelques exemples spécifiques de sa configuration pour un fonctionnement sur des FI couramment utilisés dans les unités de commande radioamateur.

Lors de la mise en œuvre de filtres de fréquence, il est nécessaire de prendre en compte les spécificités de leur application. Nous avons déjà expliqué plus tôt que les filtres actifs (le plus souvent) sont pratiques à utiliser pour implémenter des filtres passe-bas relativement. Il est pratique d'utiliser dans la gamme de fréquences allant de centaines de kilohertz à des centaines de mégahertz. Ces implémentations de filtres sont très pratiques à fabriquer et, dans certains cas, peuvent être réglées en fréquence. Cependant, ils ont une faible stabilité des paramètres.

La valeur de résistance des résistances dans le filtre n'est pas constante. Il change en fonction de la température, de l'humidité ou du vieillissement des éléments. La même chose peut être dite à propos de la valeur de capacité du condensateur. En conséquence, les fréquences d'accord des pôles du filtre et leurs facteurs de qualité changent. S'il y a des zéros de gain de filtre, alors leurs fréquences d'accord changent également. À la suite de ces modifications, le filtre change son . On dit d'un tel filtre qu'il "s'effondre"

Une situation similaire se produit avec les filtres LC passifs. Certes, dans les filtres LC, la dépendance du pôle ou de la fréquence nulle dépend moins de la valeur de l'inductance et de la capacité. Cette dépendance est proportionnelle à la racine carrée, contrairement à la dépendance linéaire dans les circuits RC. Par conséquent, les circuits LC ont une plus grande stabilité des paramètres (environ 10 −3).

En appliquant certaines mesures (telles que l'utilisation de condensateurs à TKE positif et négatif, stabilisation thermique), la stabilité des paramètres des filtres décrits peut être améliorée d'un ordre de grandeur. Cependant, lors de la création d’équipements modernes, cela ne suffit pas. C’est pourquoi, à partir des années 40 du 20e siècle, des solutions plus stables ont été recherchées.

Au cours des recherches, il a été constaté que les vibrations mécaniques, notamment dans le vide, entraînent des pertes moindres. Des filtres ont été développés sur des diapasons et des cordes musicales. Les vibrations mécaniques étaient excitées puis supprimées par des inducteurs utilisant champ magnétique. Cependant, ces conceptions se sont révélées coûteuses et encombrantes.

Puis la transformation énergie électrique Des vibrations mécaniques ont commencé à être créées à l'aide d'effets magnétostrictifs et piézoélectriques. Cela a permis de réduire la taille et le coût des filtres. À la suite de recherches, il a été constaté que les plaques de cristal de quartz présentent la plus grande stabilité de fréquence de vibration. De plus, ils ont un effet piézoélectrique. En conséquence, les filtres à quartz sont de loin le type de filtre de haute qualité le plus courant. La structure interne et l'apparence du résonateur à quartz sont illustrées à la figure 1.

Figure 1. Structure interne et apparence résonateur à quartz

Les résonateurs monocristallins sont rarement utilisés dans les filtres à cristaux. Cette solution est généralement utilisée par les radioamateurs. Actuellement, il est beaucoup plus rentable d'acheter un filtre à quartz prêt à l'emploi. De plus, le marché propose généralement des filtres pour les fréquences intermédiaires les plus courantes. Les fabricants de filtres à quartz utilisent une autre solution pour réduire les dimensions. Deux paires d'électrodes sont déposées sur une plaque de quartz, qui forment deux résonateurs connectés acoustiquement. L'apparence d'une plaque de quartz de conception similaire et un dessin du boîtier où elle est placée sont illustrés à la figure 2.

Figure 2. Aspect d'une plaque de quartz à deux résonateurs, dessin du boîtier et aspect du filtre à quartz

Cette solution s'appelle une paire de quartz. Le filtre à quartz le plus simple se compose d'une paire. Sa désignation graphique conventionnelle est présentée à la figure 3.

Figure 3. Désignation graphique d'une paire de quartz

Le double à quartz est électriquement équivalent au circuit de filtre passe-bande avec deux circuits couplés illustré à la figure 4.

Figure 4. Circuit de filtre à double circuit équivalent à un jumeau à quartz

La différence réside dans le facteur de qualité réalisable des circuits, et donc dans la bande passante du filtre. Le gain est particulièrement perceptible aux hautes fréquences (dizaines de mégahertz). Les filtres à quartz du quatrième ordre sont réalisés sur deux paires reliées entre elles à l'aide d'un condensateur. L'entrée et la sortie de ces deux éléments ne sont plus équivalentes, elles sont donc désignées par un point. Le schéma de ce filtre est présenté à la figure 5.

Figure 5. Circuit de filtre à quartz de quatrième ordre

Les filtres L1C1 et L2C3, comme d'habitude, sont conçus pour transformer les résistances d'entrée et de sortie et les amener à une valeur standard. Les filtres à quartz du huitième ordre sont construits de la même manière. Pour les mettre en œuvre, quatre jumeaux de quartz sont utilisés, mais contrairement à la version précédente, le filtre est réalisé dans un seul boîtier. Diagramme schématique un filtre similaire est illustré à la figure 6.

Figure 6. Diagramme schématique d'un filtre à quartz du huitième ordre

La conception interne d'un filtre à quartz du huitième ordre peut être étudiée à partir de la photographie du filtre avec le couvercle retiré, illustrée à la figure 7.

Figure 7. Conception interne d'un filtre à cristal du huitième ordre

La photographie montre clairement quatre doubles à quartz et trois condensateurs montage en surface(CMS). Une conception similaire est utilisée dans tous les filtres modernes, à la fois pénétrants et montés en surface. Il est utilisé par les fabricants nationaux et étrangers de filtres à quartz. Parmi les fabricants nationaux, on peut citer JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs ou le groupe d'entreprises Piezo. La liste des références présente quelques fabricants étrangers de filtres à quartz. Il convient de noter que la conception illustrée à la figure 7 peut facilement être mise en œuvre dans des boîtiers à montage en surface (CMS).

Comme nous le voyons, il n'y a désormais aucun problème à acheter un filtre à quartz prêt à l'emploi avec tailles minimales et à un prix raisonnable. Ils peuvent être utilisés pour concevoir des récepteurs, des émetteurs, des émetteurs-récepteurs ou d’autres types d’équipements radio de haute qualité. Afin de faciliter la navigation entre les types de filtres à quartz proposés sur le marché, nous présentons un graphique des dépendances typiques de la réponse amplitude-fréquence sur le nombre de résonateurs (pôles), donné par SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL

Figure 8. Forme typique de la réponse en fréquence d'un filtre à quartz en fonction du nombre de pôles

Littérature:

En parallèle de l'article « Filtres à quartz », lisez :

http://site/Sxemoteh/filtr/SAW/

http://site/Sxemoteh/filtr/piezo/

http://site/Sxemoteh/filtr/Ceramic/

http://site/Sxemoteh/filtr/Prototip/

Avant de commencer à fabriquer un filtre à quartz, vous devez vous approvisionner en résonateurs à quartz, si possible avec une certaine réserve, car ils devront être vérifiés et rejetés au préalable. Il n'est pas recommandé d'installer du quartz neuf dans le filtre - ils sont, comme les autres pièces, sujets au vieillissement. Ils changent de fréquence de manière plus intensive au cours de la première année après leur sortie.

Ainsi, le quartz à 9 MHz peut changer de fréquence de 180 Hz la première année, ce qui est très visible. Au cours des 2 à 4 prochaines années, la dérive relative de fréquence n'affectera pas le fonctionnement du filtre. Les condensateurs sont également sujets au vieillissement, c'est pourquoi, comme le quartz, ils doivent vieillir plusieurs années (de 3 à 5).

Les résonateurs à quartz doivent être achetés en un seul lot, car dans ses limites, la dispersion des paramètres est faible. Pour recevoir bons paramètres filtres, l'étalement des fréquences des résonances successives du quartz ne doit pas dépasser 0,1 de la bande passante du filtre, pour en obtenir d'excellentes - 0,01. Par exemple, pour une bande passante de 3000 Hz, l'étalement ne doit pas dépasser plus ou moins 150 (15) Hz, de la moyenne arithmétique des fréquences Fs de tous les résonateurs à quartz.

Détermination des paramètres électriques du quartz.

Il vaut mieux ne pas utiliser le générateur G4-102, car il a mauvaise forme Le signal et l'amplitude ne sont pas très stables lors du réglage de la fréquence du générateur, au lieu du voltmètre GSS et HF, il est préférable d'utiliser le compteur de réponse en fréquence X1-38.

En l'absence d'instruments, au lieu d'un GSS, vous pouvez utiliser un générateur de bruit plus un récepteur radio (Fig. 2). De manière générale, un bon RX est un appareil polyvalent qui peut être utilisé de diverses manières. En RX, l'AGC est également activé en fonction des lectures du S-mètre. Si ce n'est pas le cas, vous pouvez allumer le testeur à la sortie ULF.

À la fréquence de résonance série Fs, le quartz est équivalent à un circuit oscillant en série, par conséquent, les lectures du voltmètre RF ou du RX seront maximales.

À la fréquence de résonance parallèle Fp, le quartz équivaut à un circuit oscillatoire parallèle - les lectures des instruments sont minimes.

Mais ce point peut être contourné, car le quartz est décrit par la même équation qu'un circuit oscillatoire en série. Tout ce dont vous avez besoin est un fréquencemètre capable de mesurer la fréquence avec une précision de 10 Hz et deux condensateurs de référence. C1 et C2 dont la capacité est connue avec une précision de 0,1...1 %. Pour des fréquences de l'ordre de 3...10 MHz C = 39 pF et C2 = 20 pF. S'il n'est pas possible de mesurer avec précision la valeur de la capacité, vous pouvez fabriquer vous-même des condensateurs de référence.
Pour ce faire, prenez 5...10 condensateurs d'une capacité 5...10 fois inférieure à celle requise et connectez-les en parallèle. Le fait est que la courbe de dispersion d'erreur obéit à la loi de distribution normale gaussienne, elle est symétrique et la dispersion des valeurs est dans la plupart des cas bien inférieure à la valeur de tolérance spécifiée.

La précision du condensateur de référence sera certainement meilleure que 1 %. TKE ( coefficient de température capacité) doit être nulle. Supposons que dans notre cas il y ait des condensateurs avec TKE non nul.

La règle générale est : - TKE x C = + TKE x C. On a C = 6,2 pF, PZZ - 3 pcs, C = b.2 pF M47 - 2 pcs. et C = 6,2 pF MP0 -1 pcs. Nous obtenons ; 6,2 x (+33) x 3 + 6,2 x 0 x 1 + 6,2 x (-47) x 2 = 6,2 pF (+ 99 - 94) = 6,2 pF P+0,03

Cela signifie que lorsque la température change de 10°C, la valeur de la capacité augmente de 3x10 -5 % (0,000003 %). Ensemble = 6,2 x 6 = 37,2 pF P + 0,03. Nous réalisons le set n°2 de la même manière.
Pour mesurer Fs, le circuit de la figure 4 de (2] est assemblé - il s'agit d'un circuit multivibrateur couplé à un émetteur dans lequel le quartz est excité près de Fs. Tout d'abord, le quartz est numéroté.

Fso est mesuré pour chaque quartz. Les données de mesure sont inscrites dans un tableau. Ensuite, nous allumons le condensateur C1 en série avec chaque quartz et mesurons Fs1. Nous entrons les données dans un tableau. Nous mesurons Fs2 de la même manière. On retrouve ensuite les moyennes arithmétiques Fs0, Fs1, Fs2. Pour calculer les filtres à quartz, nous devons connaître la valeur d'inductance des résonateurs à quartz, que nous trouvons à l'aide de la méthode des trois fréquences.

Lk = 1 /2665 x 10 10 (Fs2-Fs1)/ , (1) où LK est dans Gn ; C1 et C2 - en pF ; Fs0, Fs1, Fs2 - en Hz,

L'erreur de calcul selon la formule (1) ne dépasse pas 2,5 %. Ci-dessous, nous fournirons les données nécessaires au calcul des filtres à cristal 4, 6 et 8 avec la caractéristique Chebyshev pour la réception SSB et avec la caractéristique Butterworth pour la réception des signaux télégraphiques, ils sonnent. moins ", mais ont moins d'atténuation au-delà de la bande passante et un coefficient de squareité Kp moins bon, Fig. 5.

Kp est le rapport entre les bandes passantes du filtre à quartz à un niveau d'atténuation donné et la diarrhée de transmission au niveau de 0,7 (-3 dB).

Par exemple, Kp 1,7 aux niveaux -60 dB/-3 dB = 4,25/2,5 = 1,7. Les filtres sont conçus pour une irrégularité de réponse en fréquence = 0,28 dB, mais en pratique, en raison d'inévitables imprécisions de fabrication, elle s'avère un peu plus grande.

Les filtres sont calculés selon la méthode indiquée, mais les capacités d'entrée et de sortie (C2,3) sont converties de série en parallèle, car Il n'est pas pratique de faire correspondre les filtres car la capacité de l'installation l'affecte, formant également un diviseur capacitif qui réduit le signal utile de 8...15 %.
Pour réduire l'influence de la capacité de montage dans 8 filtres à cristaux, les unités T sont converties en unités P. Il est préférable d'associer des filtres à quartz utilisant des circuits oscillants (sans noyaux ferromagnétiques, afin de ne pas détériorer la dynamique de la partie réceptrice) ; ils améliorent le rapport signal sur bruit à la racine carrée du facteur Q chargé.

Calcul (SSB) de filtres à quartz avec la caractéristique Chebyshev et l'irrégularité de la réponse en fréquence dans une bande passante de 0,28 dB.

Filtre à quatre cristaux, Fig. 6.

C1.2 = 33354/(Fs0 + P/2) x Lk x P (pF), où

Fs0 - valeur moyenne arithmétique (kHz),

LK - inductance de quartz, calculée selon la formule (1) (H).

P - bande passante du filtre (kHz).

C2,3 = 1,149 × C1,2 ; C1 = 0,419 × C1,2

Résistance à la charge du filtre

Rf = 8,63 x Lk x P (Ohm), où Lk en Gn, P en Hz.

Filtre à six cristaux, fig. 7.

C1 = 39 pF et C2 = 20 pF.

C1,2 = 35383/ (Fs0+ P/2) x Lk x P, pF

C1 = 0,439 × C1,2 ;

C2,3=1,213 x C1,2.

C3,4=1,344 × C1,2 ;

C = 3,907 × C1,2

Rf = 7,715 x Lk x P.

Filtre à huit cristaux, fig. 8.

S1.2 = 36007/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF,

C1 = 0,578 × C1,2 ;

C2,3 =1,227 × C1,2 ;

C3,4 = 1,357 × C1,2 ;

C4,5 = 1,297 x C1,2

C2 = 0,832 × 01,2 ;

C3 =1,471 × C1,2 ;

C4 = 0,525x C1,2,

Rf = 8,862 x Lk x P

Comme le montrent les formules ci-dessus, pour obtenir, par exemple, une puce télégraphique avec la caractéristique Chebyshev, il suffit dans le filtre SSB calculé d'augmenter toutes les valeurs de capacité d'un nombre de fois égal à Pssb / Pcw / Rf diminuera du même montant. Cette technique peut être utilisée si le P du filtre à quartz SSB fabriqué s'avère inférieur à celui requis en raison du petit espace résonant du quartz utilisé. Pour obtenir la bande passante requise, nous réduisons toutes les capacités des filtres du nombre de fois approprié. Mais si vous rencontrez du quartz de mauvaise qualité, cette méthode ne vous aidera pas.
Calcul de filtres à quartz télégraphiques (CW) avec caractéristique de Butterworth.

(Les désignations sont similaires à celles illustrées sur la Fig. 6-8).

Filtre à quartz à quatre cristaux.

C1,2 = 30125/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF, (kHz, H)

C1 = 0,22 7x

C1,2 ; = C2,3 = 1,554 × C1,2 ;

Rph = 9,62 x Lk x P. (H, Hz) Ohm

Filtre à six cristaux.

C1.2 = 21670/(Fs0 + P/2) x Lk x P

C1 = 0,173 × C1,2 ;

C = 1,795 × C1,2 ;

C2,3 = 1,932 × C1,2 ;

C3,4 = 2,258 x C1,2

Rf = 17,429 x Lk x P.

Filtre à huit cristaux.

C1,2 = 16678/(Fs0 + P/2) x Lk x P.

C1 = 0,157 × C1,2 ;

C2,3 = 2,064 × C1,2 ;

C3,4 = 2,743 × C1,2 ;

C4,5 = 2,979 × C1 2

C2 = 0,583 × C1,2 ;

C3 = 0,359 × C1,2 ;

C4 = 0,625 × C1,2 ;

Rf = 17,429 x Lk x P

Afin de faire fonctionner CW à la même fréquence que SSB, vous devez utiliser le même oscillateur à cristal de référence, mais pour que la réception CW ne soit pas trop basse fréquence, vous devez décaler la bande passante du filtre CW vers le haut de 400... 700 Hz, alors le signal sonore sera optimal et sera de 0,8.....1,2 kHz. Il n'est pas toujours possible de sélectionner des quartz avec Fs = 400...700 Hz, et réaliser un filtre CW séparé est assez coûteux. Il est préférable d'utiliser la méthode suggérée par EU1TT dans .

Le condensateur C2 est connecté en série avec le résonateur à quartz et Fs augmente de 400 à 700 Hz. Le condensateur C1 réduit l'espace résonant du résonateur équivalent résultant. La valeur de C2 est calculée par la formule :

C2 = 0,0253302/Lk x (2Fs0 x f + f 2 ), pF (2), où Lk est en Gn, Fs0 et f sont en Hz. Fs = 400...700 Hz. C2 = 50...200 pF et peut être sélectionné expérimentalement. C1, selon la recommandation de l'UP2NV, est compris entre 20 et 70 pF, et une valeur de capacité plus grande correspond à une bande passante de filtre plus petite. Les condensateurs sont connectés à des relais de petite taille (par exemple, RES-49). Ceux. les mêmes cristaux sont utilisés simultanément dans les filtres SSB et CW.

Dans un récepteur correctement conçu, entre la quantité d'atténuation en dehors de la bande passante Ao, la plage dynamique de blocage DD1, la plage dynamique d'intermodulation DDZ, le gain pour la fréquence intermédiaire RX Kus. IF (le tout en dB), il y a des dépendances : Ao = DD1, et Do = DD3 + Kus.IF Par rapport à l'émetteur-récepteur RA3AO, ce sera Ao = 140 dB et Ao = 100 + 60 = 160 dB.

Parmi les deux valeurs, choisissez la plus grande. (L'auteur a utilisé 8 quartz dans le filtre SSB. 6 dans le filtre CW et 2 dans le filtre de nettoyage. Total 8 + 6 + 2 = 16 quartz). Il est préférable de les répartir ainsi : FOS - 13 pièces, le deuxième FOS - 6 pièces connectées entre le premier et le deuxième étage de l'amplificateur IF, et des filtres SSB/CW dans le filtre de nettoyage. Cela permettra d'obtenir une dynamique élevée du chemin de réception de l'émetteur-récepteur et d'améliorer considérablement la sélectivité réelle.

Une fabrication appropriée des filtres est d’une grande importance. Installation sur circuit imprimé ne convient pas en raison de l'influence des capacités de l'installation et des pertes d'insertion. La meilleure option est le montage articulé sur des câbles en quartz. Une conception réussie a été proposée par UY50N, Fig. 9.

Vue du filtre du côté installation (en bas), du côté des câbles du résonateur à quartz (dans des boîtiers métalliques). La disposition des résonateurs est verticale. L'installation est soignée, réalisée directement sur leurs bornes. Ils sont installés sur une planche en stratifié de fibre de verre 2 faces. Les trous dans le film sont fraisés.
Toutes ces unités doivent être réalisées dans des boîtiers blindés, reliant le boîtier du mélangeur au boîtier du filtre à quartz en un point, et le boîtier de l'amplificateur de fréquence intermédiaire au boîtier du filtre à quartz également en un point, à proximité de la sortie du filtre. L'écran doit être d'une épaisseur importante pour que les courants du mélangeur et de l'amplificateur de fréquence intermédiaire ne se mélangent pas à travers lui. Les relais permettant de modifier la bande passante doivent être situés à côté des cristaux et l'alimentation doit leur être fournie via des condensateurs de passage et des circuits de découplage LC.

Le quartz doit être divisé en paires avec les F les plus proches. Les paires avec un espacement minimal doivent être placées dans les maillons les plus extérieurs (ZQ1-ZQ8), les paires avec un espacement maximal doivent être placées dans les maillons centraux (ZQ4-ZQ5), par rapport au filtre à 8 cristaux. Lors de la mesure des paramètres d'un filtre fabriqué, il est nécessaire de connecter correctement les instruments afin de ne pas fausser la réponse en phase du filtre, Fig. 10. Si possible, les condensateurs doivent être sélectionnés avec une précision d'au moins 1 %, mais leur utilisation avec une tolérance de 5 % détériorera légèrement les paramètres du filtre et est tout à fait acceptable.

Il est nécessaire d'utiliser des condensateurs céramiques de petite taille avec un minimum de TKE. Vous pouvez même utiliser des condensateurs KT-1 obsolètes provenant de divers équipements devenus inutilisables. Ils sont également pratiques car ils permettent d'ajuster le récipient en grattant soigneusement une partie du revêtement extérieur avec un scalpel dans le sens d'une diminution de la taille du récipient. L'emplacement éloigné pour l'isolation est recouvert d'une fine couche de colle BF-2. Vous pouvez casser des morceaux d'autres types de condensateurs, mais n'oubliez pas de vérifier le condensateur installé pour l'absence de court-circuit entre les plaques.

Après installation dans l'équipement, les filtres à quartz doivent être adaptés (chargés aux valeurs de résistance requises), sinon la réponse en fréquence (caractéristique amplitude-fréquence ou forme de bande passante) sera loin de celle calculée (attendue). La taille des capacités d'entrée du filtre (C2, 3) doit être réduite de la quantité de capacité d'installation ; cela peut augmenter considérablement à la fois l'irrégularité de la réponse en fréquence dans la bande passante du filtre et l'atténuation dans la bande passante du filtre. Un filtre correctement fabriqué et installé n’en a pas besoin de trois.

S'il n'était pas possible de sélectionner le nombre requis de quartz avec un espacement Fs acceptable, alors les fréquences peuvent être ajustées, mais pas mécaniquement, mais électriquement, Fig. 10, également proposé par EU1TT. Vous pouvez également utiliser la formule (2), transformée sous la forme :

С2 = 0,0253302/Lк x (Fs max - Fs I) (3)

Avec un oscilloscope, vous pouvez créer un système équivalent à un compteur de réponse en fréquence. Pour ce faire, un signal du générateur doit être fourni à l'entrée de l'émetteur-récepteur ou du récepteur via un atténuateur, Fig. 4, et un désaccord sur le circuit de commande varicap via résistance variable Appliquez une tension en dents de scie de 150 kOhm à partir d'un oscilloscope dont la sortie est connectée au connecteur. Cette méthode est pratique car on observe la réponse en fréquence du filtre à l'endroit où il devrait se trouver. Si l'oscilloscope est basse fréquence, il peut être connecté à la sortie du détecteur. Avec cette méthode d'observation de la réponse en fréquence dans le filtre, vous pouvez utiliser des cristaux de quartz avec un large étalement de fréquence, en les échangeant afin d'obtenir la réponse en fréquence requise. Mais cela est moins fiable, demande plus de main d’œuvre et ne permet pas de produire un ensemble de filtres à quartz avec des réponses en fréquence identiques.

En utilisant la méthode proposée, deux ensembles de filtres à quartz 6 + 6 + 4 ont été fabriqués à des fréquences de 8,002 MHz et 5,503 MHz. L'espacement des bandes passantes était de plus/moins 50 Hz. ceux. doit être calculé avec une bande passante plus large de 100 Hz - pas 2500, mais 2600 Hz. Les caractéristiques coïncidaient bien avec celles calculées et les filtres ne nécessitaient pas de réglages supplémentaires, mais étaient uniquement coordonnés directement dans le circuit. Cet article résume les résultats des travaux de nombreux auteurs et notre propre expérience à long terme [b].

A Kouzmenko (RV4LK)

1, Radio, 1975 n°3, L. Labutin « Résonateurs à quartz ».

2. Infotech, A. Karakaptan, UY50N "Méthodes de fabrication de filtres à quartz".

3.Radio, 1982-1983 articles de V. Zalnerauskas, ex UP2NV.

4. Radioamateur, 1991 n°11. I. Goncharenko, EU1TT, "Combinaison des bandes passantes SSB/CW dans un filtre à cristal à bande passante variable."

5. Radio, 1992 n° 1, I. Goncharenko, EU1TT, « Filtres en échelle sur résonateurs inégaux ».

6. Radiodesign, 1996, n° 3, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, « Détermination des paramètres des résonateurs à quartz pour le calcul et la fabrication de filtres à quartz ».

7. Radio Amateur, 1993, n° 6, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, « Détermination des paramètres des résonateurs à quartz pour le calcul des filtres en échelle »

Le filtre à quartz est, comme nous le savons, « la moitié d’un bon émetteur-récepteur ». Cet article présente une conception pratique de douze filtres à quartz de sélection de base pour un émetteur-récepteur et un ordinateur de haute qualité, vous permettant de configurer ce filtre ainsi que tout autre filtre à bande étroite. Dans les conceptions amateurs, des filtres à quartz de type échelle à huit cristaux fabriqués sur des résonateurs identiques ont récemment été utilisés comme filtre de sélection principal. Ces filtres sont relativement simples à fabriquer et ne nécessitent pas de coûts matériels importants.

Des programmes informatiques ont été écrits pour leur calcul et leur modélisation. Les caractéristiques des filtres satisfont pleinement aux exigences de réception et de transmission de signaux de haute qualité. Cependant, malgré tous leurs avantages, ces filtres présentent également un inconvénient important - une certaine asymétrie de la réponse en fréquence (pente plate des basses fréquences) et, par conséquent, un faible coefficient de squareité.

La congestion des émissions de radio amateur détermine des exigences assez strictes pour la sélectivité d'un émetteur-récepteur moderne sur un canal adjacent, par conséquent le filtre de sélection principal doit fournir une atténuation en dehors de la bande passante d'au moins 100 dB avec un facteur de squareité de 1,5... 1,8 ( aux niveaux -6/-90 dB ).

Naturellement, les pertes et les irrégularités de la réponse en fréquence dans la bande passante du filtre doivent être minimes. Guidé par les recommandations énoncées dans, un filtre en échelle à dix cristaux avec une caractéristique de Chebyshev avec une réponse en fréquence inégale de 0,28 dB a été choisi comme base.

Pour augmenter la raideur des pentes parallèles à l'entrée et à la sortie du filtre, des circuits supplémentaires ont été introduits, constitués de résonateurs et de condensateurs à quartz connectés en série.

Les calculs des paramètres des résonateurs et du filtre ont été effectués selon la méthode décrite dans. Pour une bande passante du filtre de 2,65 kHz, les valeurs initiales ont été obtenues : C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Le circuit de filtrage et les valeurs calculées des valeurs du condensateur sont illustrés à la Fig. 1.

La conception utilise des résonateurs à quartz pour les décodeurs PAL de télévision à une fréquence de 8,867 MHz, produits par VNIISIMS (Aleksandrov Région de Vladimir). La répétabilité stable des paramètres cristallins, leurs petites dimensions et leur faible coût ont joué un rôle dans le choix.

La sélection de la fréquence des résonateurs à quartz pour ZQ2-ZQ11 a été réalisée avec une précision de ±50 Hz. Les mesures ont été effectuées à l'aide d'un auto-oscillateur artisanal et d'un fréquencemètre industriel. Les résonateurs ZQ1 et ZQ12 pour circuits parallèles ont été sélectionnés parmi d'autres lots de cristaux avec des fréquences respectivement inférieures et supérieures à la fréquence du filtre principal d'environ 1 kHz.

Le filtre est assemblé sur un circuit imprimé en feuille de fibre de verre double face de 1 mm d'épaisseur (Fig. 2).

La couche supérieure de métallisation est utilisée comme fil commun. Les trous du côté où sont installés les résonateurs sont fraisés. Les boîtiers de tous les résonateurs à quartz sont connectés à fil commun soudure.

Avant d'installer les pièces, le circuit imprimé du filtre est scellé dans une boîte étamée avec deux couvercles amovibles. De plus, du côté des conducteurs imprimés, une cloison d'écran est soudée, passant entre les conducteurs des résonateurs le long de la ligne axiale centrale de la carte.

Sur la fig. 3 est donné schéma de câblage filtre. Tous les condensateurs du filtre sont CD et KM.

Une fois le filtre réalisé, la question s'est posée : comment mesurer sa réponse en fréquence avec une résolution maximale à la maison ?

Un ordinateur domestique a été utilisé, suivi d'une vérification des résultats de mesure en construisant point par point la réponse en fréquence du filtre à l'aide d'un microvoltmètre sélectif. En tant que concepteur d'équipements radioamateur, j'ai été très intéressé par l'idée proposée par DG2XK d'utiliser un programme informatique pour un analyseur de spectre basse fréquence (20 Hz...22 kHz) afin de mesurer la réponse en fréquence des filtres radioamateur à bande étroite.

Son essence réside dans le fait que le spectre haute fréquence de la réponse en fréquence d'un filtre à quartz est transféré dans la plage basse fréquence à l'aide d'un détecteur SSB conventionnel, et qu'un ordinateur avec un programme d'analyseur de spectre installé permet de visualiser la fréquence réponse de ce filtre sur l'afficheur.

Un générateur de bruit à diode Zener est utilisé comme source du signal haute fréquence DG2XK. Les expériences que j'ai menées ont montré qu'une telle source de signal permet de visualiser la réponse en fréquence à un niveau ne dépassant pas 40 dB, ce qui n'est clairement pas suffisant pour un réglage de filtre de haute qualité. Afin de visualiser la réponse en fréquence d'un filtre à un niveau de -100 dB, le générateur doit avoir

le niveau de bruit latéral est inférieur à la valeur spécifiée et le détecteur a une bonne linéarité avec une plage dynamique maximale de 90... 100 dB au maximum.

Pour cette raison, le générateur de bruit a été remplacé par un générateur de balayage traditionnel (Fig. 4). La base est le circuit d'un oscillateur à quartz, dans lequel la densité de puissance spectrale relative du bruit est égale à -165 dB/Hz. Cela signifie que la puissance de bruit du générateur à un désaccord de 10 kHz dans une bande passante de 3 kHz

inférieure à la puissance de l'oscillation principale du générateur de 135 dB !

La mise en page de la source originale est légèrement modifiée. Ainsi, au lieu de transistors bipolaires, des transistors à effet de champ sont utilisés et un circuit composé de l'inductance L1 et des varicaps VD2-VD5 est connecté en série avec le résonateur à quartz ZQ1. La fréquence du générateur est réglable par rapport à la fréquence du quartz dans une plage de 5 kHz, ce qui est tout à fait suffisant pour mesurer la réponse en fréquence d'un filtre à bande étroite.

Le résonateur à quartz du générateur est semblable à un filtre. En mode générateur de balayage tension de commande Les varicaps VD2-VD5 sont alimentés à partir d'un générateur de tension en dents de scie réalisé sur un transistor unijonction VT2 avec un générateur de courant sur VT1.

Pour régler manuellement la fréquence du générateur, une résistance multitours R11 est utilisée. La puce DA1 fonctionne comme un amplificateur de tension. La tension de commande sinusoïdale initialement conçue a dû être abandonnée en raison de la vitesse inégale de passage de la réponse en fréquence des différentes sections de la réponse en fréquence du filtre, et pour atteindre une résolution maximale, la fréquence du générateur a été réduite à 0,3 Hz. Le commutateur SA1 sélectionne la fréquence du générateur de scie - 10 ou 0,3 Hz. L'écart de fréquence du MFC est défini en coupant la résistance R10.

Le diagramme schématique du bloc détecteur est présenté sur la figure. 5. Le signal de la sortie du filtre à quartz est fourni à l'entrée X2 si le circuit L1C1C2 est utilisé comme charge de filtre.

Si les mesures sont effectuées sur des filtres chargés de résistance active, ce circuit n'est pas nécessaire. Ensuite, le signal de la résistance de charge est appliqué à l'entrée X1 et le conducteur reliant l'entrée X1 au circuit est retiré de la carte de circuit imprimé du détecteur.

Un suiveur de source avec une plage dynamique de plus de 90 dB sur un puissant transistor à effet de champ VT1 correspond à la résistance de charge du filtre et à la résistance d'entrée du mélangeur. Le détecteur est réalisé selon un circuit mélangeur équilibré passif utilisant des transistors à effet de champ VT2, VT3 et a une plage dynamique de plus de 93 dB.

Les grilles combinées des transistors via les circuits P C17L2C20 et C19L3C21 reçoivent des tensions sinusoïdales antiphase de 3...4 V (rms) du générateur de référence. L'oscillateur de référence du détecteur, réalisé sur la puce DD1, contient un résonateur à quartz d'une fréquence de 8,862 MHz.

Le signal basse fréquence formé à la sortie du mélangeur est amplifié environ 20 fois par un amplificateur sur la puce DA1. Étant donné que les cartes son des ordinateurs personnels ont une entrée à impédance relativement faible, un puissant amplificateur opérationnel K157UD1 est installé dans le détecteur. La réponse en fréquence de l'amplificateur est ajustée de manière à ce qu'en dessous de 1 kHz et au-dessus de 20 kHz, il y ait une diminution du gain d'environ -6 dB par octave.

Le générateur de fréquence oscillation est monté sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre double face (Fig. 6). La couche supérieure de la carte sert de fil commun ; les trous pour les fils des pièces qui n'ont pas de contact avec elle sont fraisés.

La planche est scellée dans une boîte de 40 mm de hauteur avec deux couvercles amovibles. La boîte est en tôle étamée. Les inducteurs L1, L2, L3 sont enroulés sur des châssis standards d'un diamètre de 6,5 mm avec des trimmers en fer carbonyle et placés dans des grillages. L1 contient 40 tours de fil PEV-2 0,21, L3 et L2 - respectivement 27 et 2+4 tours de fil PELSHO-0,31.

La bobine L2 est enroulée au-dessus de L3, plus près de l’extrémité « froide ». Toutes les selfs sont standard - DM 0,1 68 µH. Résistances fixes MLT, trimmers R6, R8 et R10 type SPZ-38. Résistance multitours - PPML. Condensateurs permanents - KM, KLS, KT, oxyde - K50-35, K53-1.

L'établissement du MFC commence par le réglage du signal maximum à la sortie du générateur de tension en dents de scie. En surveillant le signal sur la broche 6 du microcircuit DA1 avec un oscilloscope, à l'aide des résistances d'ajustement R8 (gain) et R6 (décalage), réglez l'amplitude et la forme du signal indiqué sur le schéma au point A. En sélectionnant la résistance R12, génération stable est obtenu sans entrer dans le mode de limitation du signal.

En sélectionnant la capacité du condensateur C14 et en ajustant le circuit L2L3, le système oscillatoire de sortie est réglé sur la résonance, ce qui garantit une bonne capacité de charge du générateur. À l'aide du trimmer de bobine L1, les limites de réglage de l'oscillateur sont définies dans la plage de 8,8586 à 8,8686 MHz, qui chevauche avec une marge la bande de réponse en fréquence du filtre à quartz testé. Assurer une restructuration maximale du GKCH

(au moins 10 kHz) autour du point de connexion L1, VD4, VD5, la couche supérieure de film est retirée. Sans charge, la tension sinusoïdale de sortie du générateur est de 1 V (rms).

Le bloc détecteur est réalisé sur un circuit imprimé en fibre de verre double face (Fig. 7).

La couche supérieure de feuille est utilisée comme fil commun. Les trous pour les fils des pièces qui n'ont pas de contact avec le fil commun sont fraisés.

La planche est scellée dans une boîte en fer blanc de 35 mm de hauteur avec couvercles amovibles. La résolution du décodeur dépend de la qualité de sa fabrication.

Les bobines L1 - L4 contiennent 32 tours de fil PEV-0,21, enroulés en tour pour allumer des cadres d'un diamètre de 6 mm. Coupe-bordures en bobines à partir de noyaux d'armure SB-12a. Toutes les selfs sont de type DM-0.1. Inductance L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Le transformateur T1 est enroulé sur un noyau magnétique en ferrite annulaire 1000NN de taille standard K10 x 6 x 3 mm et contient 7 tours dans l'enroulement primaire et 2 x 13 tours de fil PEV-0,31 dans l'enroulement secondaire.

Toutes les résistances d'ajustement sont des SPZ-38. Lors de la configuration préliminaire de l'unité, un oscilloscope haute fréquence est utilisé pour surveiller le signal sinusoïdal aux grilles des transistors VT2, VT3 et, si nécessaire, ajuster les bobines L2, L3. En ajustant la bobine L4, la fréquence de l'oscillateur de référence est abaissée de 5 kHz en dessous de la bande passante du filtre. Ceci est fait pour que dans la zone de travail de l'analyseur de spectre, il y ait moins d'interférences qui réduisent la résolution de l'appareil.

Le générateur de fréquence de balayage est connecté à un filtre à quartz via un circuit oscillant adapté avec un diviseur capacitif (Fig. 8).

Pendant le processus de réglage, cela vous permettra d'obtenir une faible atténuation et une faible irrégularité dans la bande passante du filtre.

Le deuxième circuit oscillant d'adaptation, comme déjà mentionné, est situé dans le support du détecteur. Après avoir assemblé le circuit de mesure et connecté la sortie du décodeur (connecteur XZ) à l'entrée microphone ou ligne carte son ordinateur personnel, lancez le programme d'analyseur de spectre. Il existe plusieurs programmes de ce type. L'auteur a utilisé le programme SpectraLab v.4.32.16, situé à l'adresse : http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Le programme est facile à utiliser et possède de grandes capacités.

Nous lançons donc le programme « SpektroLab » et, en ajustant les fréquences du MCG (en mode contrôle manuel) et l'oscillateur de référence dans l'accessoire détecteur, nous fixons le pic du spectrogramme du MCG à environ 5 kHz. Ensuite, en équilibrant le mélangeur du détecteur, le pic de la deuxième harmonique est réduit au niveau de bruit. Après cela, le mode GCH est activé et la réponse en fréquence tant attendue du filtre testé apparaît sur le moniteur. Tout d'abord, la fréquence swing de 10 Hz est activée et, à l'aide de R11, en ajustant la fréquence centrale, puis la bande swing R10 (Fig. 4), nous établissons une « image » acceptable de la réponse en fréquence du filtre en temps réel. . Lors des mesures, en ajustant les circuits d'adaptation, nous obtenons une inégalité minimale dans la bande passante.

Ensuite, pour obtenir la résolution maximale de l'appareil, nous activons la fréquence de balayage de 0,3 Hz et définissons dans le programme le nombre maximum possible de points de transformation de Fourier (FFT, l'auteur a 4096...8192) et la valeur minimale de le paramètre de moyenne (Moyenne, l'auteur en a 1).

Étant donné que la caractéristique est tracée en plusieurs passages du GKCh, le mode voltmètre de crête de stockage (Hold) est activé. En conséquence, nous obtenons la réponse en fréquence du filtre étudié sur le moniteur.

À l'aide du curseur de la souris, nous obtenons les valeurs numériques nécessaires de la réponse en fréquence résultante aux niveaux requis. Dans ce cas, il ne faut pas oublier de mesurer la fréquence de l'oscillateur de référence dans l'accessoire détecteur, afin d'obtenir ensuite les vraies valeurs de fréquence des points de réponse en fréquence.

Après avoir évalué "l'image" initiale, ils ajustent respectivement les fréquences de résonance séquentielle ZQ1n ZQ12 aux pentes inférieure et supérieure de la réponse en fréquence du filtre, atteignant une squareité maximale à un niveau de - 90 dB.

En conclusion, grâce à l'imprimante, nous obtenons un « document » à part entière pour le filtre fabriqué. A titre d'exemple sur la Fig. La figure 9 montre le spectrogramme de la réponse en fréquence de ce filtre. Un spectrogramme du signal GKCh y est également présenté. L'irrégularité visible de la pente gauche de la réponse en fréquence au niveau de -3...-5 dB est éliminée en réorganisant les résonateurs à quartz ZQ2-ZQ11.

En conséquence, nous obtenons les caractéristiques de filtre suivantes : niveau bande passante - 6 dB - 2,586 kHz, irrégularité de la réponse en fréquence dans la bande passante - inférieure à 2 dB, facteur de squareité du niveau - 6/-60 dB - 1,41 ; par niveaux - 6/-80 dB 1,59 et par niveaux - 6/-90 dB - 1,67 ; l'atténuation dans la bande est inférieure à 3 dB et l'atténuation au-delà de la bande est supérieure à 90 dB.

L'auteur a décidé de vérifier les résultats obtenus et a mesuré point par point la réponse en fréquence du filtre à quartz. Pour les mesures, il fallait un microvoltmètre sélectif avec un bon atténuateur, qui était un microvoltmètre de type HMV-4 (Pologne) avec une sensibilité nominale de 0,5 μV (en même temps, il enregistre bien les signaux à un niveau de 0,05 μV) et un atténuateur de 100 dB.

Pour cette option de mesure, le diagramme présenté sur la figure 1 a été assemblé. 10. Les circuits correspondants à l'entrée et à la sortie du filtre sont soigneusement blindés. Les fils blindés de connexion sont de bonne qualité. Les circuits « terre » sont également exécutés avec soin.

En changeant en douceur la fréquence de la résistance haute fréquence R11 et en commutant l'atténuateur de 10 dB, nous prenons des lectures au microvoltmètre, en passant par toute la réponse en fréquence du filtre. En utilisant les données de mesure et la même échelle, nous construisons un graphique de réponse en fréquence (Fig. 11).

Grâce à haute sensibilité microvoltmètre et faible bruit latéral du GKCh, les signaux sont bien enregistrés à un niveau de -120 dB, ce qui se reflète clairement dans le graphique.

Les résultats de mesure étaient les suivants : niveau bande passante - 6 dB - 2,64 kHz ; irrégularité de la réponse en fréquence - inférieure à 2 dB ; le coefficient de squareité pour les niveaux -6/-60 dB est de 1,386 ; par niveaux - 6/-80 dB - 1,56 ; par niveaux - 6/-90 dB - 1,682 ; par niveaux - 6/-100 dB - 1,864 ; l'atténuation dans la bande est inférieure à 3 dB, derrière la bande est supérieure à 100 dB.

Certaines différences entre les résultats de mesure et la version informatique s'expliquent par la présence d'erreurs accumulées dans la conversion numérique-analogique lorsque le signal analysé change sur une large plage dynamique.

Il convient de noter que les graphiques ci-dessus de la réponse en fréquence d'un filtre à quartz ont été obtenus avec un minimum de travail de configuration et qu'avec une sélection plus minutieuse des composants, les caractéristiques du filtre peuvent être considérablement améliorées.

Le circuit générateur proposé peut être utilisé avec succès pour faire fonctionner l’AGC et les détecteurs. En appliquant un signal générateur de fréquence de balayage au détecteur, à la sortie du décodeur vers le PC, nous recevons un signal d'un générateur de fréquence de balayage basse fréquence, avec lequel vous pouvez facilement et rapidement configurer n'importe quel filtre et cascade du chemin basse fréquence de l’émetteur-récepteur.

Il n'est pas moins intéressant d'utiliser l'accessoire de détecteur proposé dans le cadre de l'indicateur panoramique de l'émetteur-récepteur. Pour ce faire, connectez un filtre à quartz d'une bande passante de 8...10 kHz à la sortie du premier mélangeur. Ensuite, le signal reçu est amplifié et envoyé à l'entrée du détecteur. Dans ce cas, vous pourrez observer les signaux de vos correspondants avec des niveaux de 5 à 9 points avec une bonne résolution.

G. Bragin (RZ4HK)

Littérature:

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2. Émetteurs-récepteurs amateurs KB Drozdov V.V. - M. : Radio et communication, 1988.

3. Klaus Raban (DG2XK) Optimisation des filtres à quartz propres avec la carte son PC. - Funkamateur, n° 11, 2001, S. 1246-1249.

4. Franck Silva. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, p. 38.

Lors de la construction d'un récepteur pour communications amateurs à double conversion, il a été nécessaire de sélectionner et d'examiner la réponse en fréquence réelle du filtre IF, pour s'assurer qu'elle se situait dans la plage de 2,5 à 2,8 kHz, nécessaire à une réception confortable de Stations SSB. Comme je n'ai pratiquement aucun équipement de mesure, j'ai dû faire appel à un vieil ami réalisé sur la base de RTL SDR.

En général, cela s'est avéré être une question de deux minutes. Le récepteur SDR agit comme un analyseur de spectre. A l'amiable, il a fallu assembler un générateur de bruit, mais dans la zone industrielle il n'y a pas de meilleur générateur de bruit que l'air lui-même. C'est ce que j'ai fait, j'ai connecté une antenne à l'entrée du filtre (un cadre actif pleine grandeur de la bande de 40 mètres), et j'ai connecté la sortie au convertisseur. En raison du gain de chaleur assez élevé amplificateur d'antenne l'émission agissait comme une source de bruit et le récepteur SDR montrait la réponse en fréquence réelle du filtre. Malgré le fait que, selon l'image, la suppression derrière la bande passante n'est que de 40 dB, la suppression réelle est beaucoup plus élevée en raison du fait que le niveau de bruit aérien n'est toujours pas suffisant pour évaluer les caractéristiques dynamiques, mais la forme et la largeur du la réponse en fréquence est tout à fait possible à estimer.

En parlant du filtre...

Filtre à quartz IF simple

C'est ce qu'on appelle filtre en échelle, qui utilise des résonateurs à quartz Shirpotreb. Dans mon cas, ce sont des résonateurs de 10 MHz. En raison du prix bas, nos magasins les vendent par 5 pièces, cet ensemble est juste suffisant pour le récepteur : 4 pièces iront au filtre IF, et une autre sera utilisée dans le deuxième oscillateur local.

Dans mon cas, CS1 = 33pf, Cp1, Cp2 = 62pf. Tous les cristaux sont à 10 MHz. La bande passante finale est de 2,5 à 2,8 kHz, selon le niveau auquel vous évaluez.

La sélection des capacités a été réalisée avec un condensateur à trois sections connecté, 3x12-495pF. En tournant, nous obtenons la largeur requise de la réponse en fréquence, tandis que le changement de bande en temps réel est visible sur l'écran de l'ordinateur, pour moi il est passé de 5-6 kHz à 200 Hz, alors qu'une réponse en fréquence plus ou moins plate était entre 1 et 3 kHz, vous pouvez choisir n'importe quelle bande. Vous pouvez également facilement mettre en œuvre une commutation de bande, par exemple 1,8, 2,5, 3,3 kHz. Presque n'importe quel quartz peut être utilisé, en fonction de la valeur IF requise, qui peut dépendre des capacités de l'oscillateur local ; dans ce cas, les capacités devront être sélectionnées expérimentalement ;