水晶フィルタの作成を開始する前に、事前に検査して不合格にする必要があるため、可能であればある程度の予備を持って水晶発振子を在庫しておく必要があります。 新しい石英をフィルターに取り付けることはお勧めできません。他の部品と同様に、フィルターは経年劣化する可能性があります。 リリース後の最初の 1 年間に最も集中的に頻度が変更されます。

したがって、9 MHz のクォーツは、最初の 1 年で周波数が 180 Hz 変化する可能性があり、これは非常に顕著です。 今後 2 ～ 4 年間は、相対周波数ドリフトがフィルタの動作に影響を与えることはありません。 コンデンサも経年劣化の影響を受けるため、水晶と同様に数年間 (3 ～ 5 年) 劣化させる必要があります。

水晶発振子は、その制限内ではパラメータの広がりが小さいため、1 つのバッチから購入する必要があります。 受け取るには 良いパラメータフィルタでは、優れたものを得るために、連続する水晶共振の周波数の広がりがフィルタの通過帯域の 0.1 を超えてはなりません - 0.01。 たとえば、帯域幅が 3000 Hz の場合、広がりはすべての水晶共振子の周波数 Fs の算術平均値からプラスまたはマイナス 150 (15) Hz を超えてはなりません。

水晶の電気的パラメータの決定。

G4-102 ジェネレーターは使用しない方が良いです。 悪いフォーム発生器の周波数を調整する場合、信号と振幅があまり安定しないため、GSS および HF 電圧計の代わりに X1-38 周波数応答計を使用することをお勧めします。

機器がない場合は、GSS の代わりにノイズ発生器と無線受信機を使用できます (図 2)。 一般的に、優れた RX は、さまざまな方法で使用できる多用途のデバイスです。 RX では、S メーターの測定値に応じて AGC も作動します。 そこにない場合は、ULF 出力でテスターをオンにすることができます。

直列共振周波数 Fs では、水晶は直列発振回路と等価であるため、RF 電圧計または RX の読み取り値は最大になります。

並列共振周波数 Fp では、水晶は並列発振回路と等価であり、機器の測定値は最小になります。

しかし、この点は回避できます。 水晶は直列発振回路と同じ方程式で記述されます。 必要なのは、10 Hzの精度で周波数を測定できる周波数計と2つの基準コンデンサだけです。 C1 と C2。その容量は 0.1 ～ 1% の精度で既知です。 3...10 MHz 程度の周波数の場合、C = 39 pF および C2 = 20 pF。 静電容量値を正確に測定できない場合は、基準コンデンサを自分で作成することができます。

これを行うには、必要な容量の 5 ～ 10 分の 1 の容量を持つコンデンサを 5 ～ 10 個用意し、それらを並列に接続します。 実際、誤差散乱曲線はガウス正規分布の法則に従い、対称的であり、ほとんどの場合、値の散乱は指定された許容値よりもはるかに小さいです。

リファレンスコンデンサの精度は確実に 1% よりも優れています。 TKE ( 温度係数容量）はゼロでなければなりません。 私たちのケースでは、ゼロ以外の TKE を持つコンデンサがあるとします。

一般的なルールは次のとおりです。 - TKE x C = + TKE x C。C = 6.2 pF、PZZ - 3 個、C = b.2 pF M47 - 2 個があります。 および C = 6.2 pF MP0 -1 個 わかります。 6.2 x (+33) x 3 + 6.2 x 0 x 1 + 6.2 x (-47) x 2 = 6.2 pF (+ 99 - 94) = 6.2 pF P+0.03

これは、温度が 10°C 変化すると、容量値が 3x10 -5% (0.000003%) 増加することを意味します。 設定 = 6.2 x 6 = 37.2 pF P + 0.03。 セットNo.2も同様に作ります。

Fs を測定するには、(2] の図 4 の回路を組み立てます。これは、石英が Fs 付近で励起されるエミッタ結合マルチバイブレータ回路です。まず、石英に番号を付けます。

水晶ごとに Fso が測定され、測定データがテーブルに入力されます。 次に、各水晶と直列のコンデンサ C1 をオンにして、Fs1 を測定します。 データをテーブルに入力します。 Fs2も同様に測定します。 次に、算術平均値 Fs0、Fs1、Fs2 を求めます。 水晶フィルタを計算するには、水晶振動子のインダクタンス値を知る必要があります。これは 3 周波法を使用して求められます。

Lk = 1 /2665 x 10 10 (Fs2-Fs1)/ , (1) ここで、LK は Gn です。 C1 および C2 - pF 単位。 Fs0、Fs1、Fs2 - Hz、

式 (1) による計算誤差は 2.5% を超えません。以下に、SSB 受信用のチェビシェフ特性と電信信号受信用のバターワース特性を備えた 4、6、8 個の水晶フィルターを計算するために必要なデータを示します。リングは少なくなりますが、通過帯域を超えた減衰が少なく、角形係数 Kp が悪くなります (図 5)。

Kp は、特定の減衰レベルでの石英フィルターの帯域幅と、0.7 (-3dB) のレベルでの伝送下痢の比です。

たとえば、レベル -60 dB/-3 dB の Kp 1.7 = 4.25/2.5 = 1.7。 フィルタは、周波数応答の不均一性 = 0.28 dB になるように設計されていますが、実際には、避けられない製造上の誤差により、それは若干大きくなることが判明しています。

フィルタは で指定された方法に従って計算されますが、入力および出力容量 (C2、3) は直列から並列に変換されます。 設置容量がフィルタに影響を及ぼし、有用な信号を 8 ～ 15% 減少させる容量性分圧器も形成するため、フィルタを整合させるのは不便です。

8 個の水晶フィルターの実装容量の影響を軽減するために、T ユニットが P ユニットに変換されます。 発振回路を使用して水晶フィルタを整合させるのが最善です（受信部分のダイナミクスを悪化させないように、強磁性コアを使用しません）。負荷された Q 値の平方根に対する S/N 比が向上します。

チェビシェフ特性と通過帯域0.28dBの周波数応答むらを持つ水晶フィルタの計算(SSB)。

四結晶フィルタ、図6。

C1.2 = 33354/(Fs0 + P/2) x Lk x P (pF)、ここで

Fs0 - 算術平均値 (kHz)、

LK - 石英インダクタンス、式 (1) (H) に従って計算されます。

P - フィルター帯域幅 (kHz)。

C2.3 = 1.149 x C1.2; C1 = 0.419 × C1.2

フィルタ負荷抵抗

Rf = 8.63 x Lk x P (オーム)、Lk は Gn、P は Hz です。

6 結晶フィルタ、図 7。

C1 = 39 pF および C2 = 20 PF。

C1,2 = 35383/ (Fs0+ P/2) x Lk x P、pF

C1 = 0.439 x C1.2;

C2.3=1.213×C1.2。

C3.4=1.344×C1.2;

C = 3.907 × C1.2

Rf = 7.715xLk x P.

8 結晶フィルター、図 8。

S1.2 = 36007/(Fs0 + P/2) x Lk x P、pF、

C1 = 0.578 x C1.2;

C2,3 =1.227 x C1,2;

C3.4 = 1.357 x C1.2;

C4.5 = 1.297 x C1.2

C2 = 0.832 x 01.2;

C3 =1.471 x C1.2;

C4 = 0.525x C1.2、

Rf = 8.862 × Lk × P

上記の式からわかるように、たとえばチェビシェフ特性を持つ電信機ダイを取得するには、計算された SSB フィルターですべての静電容量値を Pssb / Pcw に等しい数だけ増加させるだけで十分です。 / Rf は同じ量だけ減少します。 この技術は、使用されている水晶の共振ギャップが小さいため、製造された SSB 水晶フィルタの P が必要な値より小さいことが判明した場合に使用できます。 必要な帯域幅を得るために、すべてのフィルターの静電容量を適切な回数だけ減らします。 ただし、低品質のクォーツに遭遇した場合、この方法は役に立ちません。

バターワース特性を持つテレグラフ (CW) 水晶フィルターの計算。

(名称は図 6-8 に示すものと同様です)。

クワッドクリスタルクォーツフィルター。

C1,2 = 30125/(Fs0 + P/2) x Lk x P、pF、(kHz、H)

C1 = 0.22 7x

C1,2; = C2.3 = 1.554 x C1.2;

Rph = 9.62 x Lk x P. (H、Hz) オーム

6結晶フィルター。

C1.2 = 21670/(Fs0 + P/2) x Lk x P

C1 = 0.173 x C1.2;

C = 1.795 x C1.2;

C2.3 = 1.932 x C1.2;

C3.4 = 2.258 x C1.2

Rf = 17.429 × Lk × P.

8クリスタルフィルター。

C1,2 = 16678/(Fs0 + P/2) x Lk x P。

C1 = 0.157 x C1.2;

C2.3 = 2.064 x C1.2;

C3.4 = 2.743 x C1.2;

C4.5 = 2.979 x C1 2

C2 = 0.583 x C1.2;

C3 = 0.359 x C1.2;

C4 = 0.625 x C1.2;

Rf = 17.429 × Lk × P

CW を SSB と同じ周波数で動作させるには、同じ基準水晶発振器を使用する必要がありますが、CW 受信が低周波数になりすぎないように、CW フィルターの通過帯域を 400 だけ上にシフトする必要があります。 700 Hz の場合、信号トーンは最適になり、0.8....1.2 kHz になります。 Fs = 400...700 Hz の水晶を選択できるとは限らず、個別の CW フィルターを作成すると非常に高価になります。 の EU1TT が提案する方法を使用することをお勧めします。

コンデンサ C2 は水晶共振子と直列に接続されており、Fs は 400 ～ 700 Hz ずつ増加します。 コンデンサ C1 は、結果として得られる等価共振器の共振ギャップを狭めます。C2 の値は次の式で計算されます。

C2 = 0.0253302/Lk x (2Fs0 x f + f 2 )、pF (2)、Lk の単位は Gn、Fs0 と f の単位は Hz です。 Fs = 400...700 Hz。 C2 = 50...200 pF であり、実験的に選択できます。 UP2NV の推奨によれば、C1 は 20 ～ 70 pF の範囲にあり、より大きな静電容量値はより小さなフィルタ帯域幅に対応します。 コンデンサは小型リレー（RES-49など）で接続します。 それらの。 同じクリスタルが SSB フィルターと CW フィルターの両方で同時に使用されます。

適切に設計された受信機では、通過帯域外の減衰量 Ao、ブロッキングのダイナミック レンジ DD1、相互変調のダイナミック レンジ DDZ、中間周波数 RX のゲイン Kus の間で決まります。 IF (すべて dB) には依存関係があります: Ao = DD1 および Do = DD3 + Kus.IF RA3AO トランシーバーに関しては、これは Ao ​​= 140 dB および Ao = 100 + 60 = 160 dB になります。

2 つの値のうち、大きい方を選択します。 (筆者は SSB フィルターに 8 個のクォーツを使用しました。CW フィルターに 6 個、クリーンアップ フィルターに 2 個のクォーツを使用しました。合計 8 + 6 + 2 = 16 個のクォーツ)。 FOS - 13 個、IF アンプの 1 段目と 2 段目に接続する 2 番目の FOS - 6 個、クリーンアップフィルターの SSB/CW フィルターのように配置すると良いでしょう。 これにより、トランシーバーの受信経路のハイダイナミクスを実現し、実際の選択性を大幅に向上させることが可能になります。

フィルターを適切に製造することは非常に重要です。 インストール先 プリント基板設置容量や挿入損失の影響により適しません。 最良のオプションは、石英リード線にヒンジ付きで取り付けることです (図 9)。

フィルタを設置側（底部）から、水晶振動子のリード線（金属ケース内）側から見た図。 共振器の配置は垂直です。 インストールは端末上で直接実行されるため、適切です。 これらは、両面ガラス繊維ラミネートで作られたボードに取り付けられます。 フォイルの穴は皿穴になっています。

これらすべてのユニットはシールドされたハウジングで作られ、ミキサーのハウジングと石英フィルターのハウジングを 1 点で接続し、中間周波アンプのハウジングと石英フィルターのハウジングもフィルター出力近くの 1 点で接続する必要があります。 ミキサーと中間周波増幅器の電流がスクリーンを介して混合しないように、スクリーンはかなりの厚さでなければなりません。 帯域幅を変更するためのリレーは水晶の隣に配置し、パス コンデンサと LC デカップリング回路を介して電力を供給する必要があります。

クォーツは、F が最も近いペアに分割する必要があります。 8 クリスタル フィルターに関して、最小間隔のペアは最外側のリンク (ZQ1 ～ ZQ8) に配置し、最大間隔のペアは中央リンク (ZQ4 ～ ZQ5) に配置する必要があります。 製造されたフィルターのパラメーターを測定する場合、フィルターの位相応答が歪まないように機器を正しく接続する必要があります (図 10)。 可能であれば、コンデンサは 1% 以下の精度で選択する必要がありますが、5% の許容誤差で使用すると、フィルタのパラメータがわずかに悪化しますが、十分許容できます。

TKEを最小限に抑えた小型のセラミックコンデンサを使用する必要があります。使用できなくなったさまざまな機器の古いKT-1コンデンサも使用できます。 また、容器のサイズを小さくする方向に、外側から内張りの一部をメスで丁寧に削り取り、容器のサイズを調整できる点でも便利である。 断熱材の離れた場所は、BF-2 接着剤の薄い層で覆われています。 他のタイプのコンデンサから部品を切り離すことはできますが、取り付けられたコンデンサのプレート間に短絡がないかどうかを確認することを忘れないでください。

機器に取り付けた後、石英フィルタを整合させる (必要な抵抗値に負荷する) 必要があります。そうしないと、周波数応答 (振幅周波数特性または通過帯域形状) が計算された (期待される) ものから大きく外れてしまいます。 フィルタ入力容量 (C2、3) のサイズは、設置容量の分だけ小さくする必要があります。これにより、フィルタ通過帯域内の周波数応答の不均一性とフィルタ通過帯域内の減衰の両方が大幅に増加する可能性があります。 適切に製造され設置されたフィルターには 3 つのフィルターは必要ありません。

許容可能な間隔 Fs で必要な数の水晶を選択できない場合は、機械的にではなく電気的に周波数を調整できます (図 10)。これも EU1TT によって提案されています。 式 (2) を次の形式に変換して使用することもできます。

С2 = 0.0253302/Lк x (Fs max - Fs I) (3)

オシロスコープを使用すると、周波数応答計と同等のシステムを作成できます。 これを行うには、発生器からの信号が減衰器 (図 4) を介してトランシーバーまたは受信機の入力に供給され、バリキャップ制御回路での離調が行われる必要があります。 可変抵抗器オシロスコープの出力がコネクタに接続されているオシロスコープから 150 kΩ のノコギリ波電圧を加えます。 この方法は、フィルターの周波数応答をあるべき場所で観察できるため便利です。 オシロスコープが低周波数の場合は、検出器の出力に接続できます。 フィルターの周波数応答を観察するこの方法では、周波数の広がりが大きい水晶振動子を使用し、必要な周波数応答を達成するためにそれらを交換することができます。 しかし、これは信頼性が低く、労働集約的であり、同一の周波数応答を持つ一連の水晶フィルターを製造することはできません。

提案された方法を使用して、8.002 MHz と 5.503 MHz の周波数で 2 セットの 6 + 6 + 4 石英フィルターが製造されました。通過帯域の間隔はプラス/マイナス 50 Hz でした。 それらの。 100 Hz だけ広い帯域幅 (2500 Hz ではなく 2600 Hz) で計算する必要があります。 特性は計算されたものとよく一致しており、フィルターは追加の設定を必要とせず、回路内で直接一致させるだけでした。 この記事は、多くの著者の研究結果と私たち自身の長期的な経験を要約したものです[b]。

クズメンコ (RV4LK)

1、ラジオ、1975 年第 3 号、L. ラブティン「水晶共振器」。

2. Infotech、A. Karakaptan、UY50N「石英フィルターの製造方法」。

3. ラジオ、1982～1983 元 UP2NV の V. Zalnerauskas による記事。

4. アマチュア無線、1991年第11号。 I. Goncharenko、EU1TT、「可変帯域幅クリスタルフィルターでの SSB/CW 通過帯域の組み合わせ」。

5. Radio、1992 No. 1、I. Goncharenko、EU1TT、「不等共振器のラダーフィルター」。

6. Radiodesign、1996 年、No. 3、A. Kuzmenko、RV4LK、元 UA4FON、「水晶フィルターの計算と製造のための水晶共振子のパラメーターの決定」。

7. Radio Amature、1993 年、No. 6、A. Kuzmenko、RV4LK、元 UA4FON、「ラダー フィルターを計算するための水晶共振器のパラメーターの決定」

ご存知のとおり、クォーツ フィルターは「優れたトランシーバーの半分」です。 この記事では、高品質トランシーバーおよびコンピューター接続用の 12 個の基本的な水晶フィルターの実用的な設計を紹介します。これにより、このフィルターや他の狭帯域フィルターを構成できるようになります。 アマチュアの設計では、最近、同一の共振器上に作られた 8 結晶ラダー型水晶フィルターが主な選択フィルターとして使用されています。 これらのフィルターは製造が比較的簡単で、多額の材料費を必要としません。

計算とモデリングのためにコンピューター プログラムが作成されています。 フィルタの特性は、高品質な信号受信および送信の要件を十分に満たしています。 しかし、これらのフィルタにはすべての利点がある一方で、周波数応答の一部の非対称性 (平坦な低周波数の傾き) と、それに応じた低い方形係数という重大な欠点もあります。

アマチュア無線放送の輻輳により、隣接チャネル上の最新のトランシーバーの選択性に対する非常に厳しい要件が決定されるため、メイン選択フィルターは、1.5...1.8 の角形係数で 100 dB 以下の通過帯域外の減衰を提供する必要があります (レベル -6/-90 dB)。

当然のことながら、フィルターの通過帯域における周波数応答の損失と不均一性は最小限に抑えられる必要があります。 に記載されている推奨事項に従って、0.28 dB の不均一な周波数応答を持つチェビシェフ特性を持つ 10 個の結晶ラダー フィルターがベースとして選択されました。

フィルターの入力と出力に平行な傾斜の急峻さを高めるために、直列接続された水晶共振器とコンデンサーで構成される追加の回路が導入されました。

共振器とフィルタのパラメータの計算は、に記載されている方法に従って実行されました。 2.65 kHz のフィルター通過帯域の場合、初期値が得られました: C1,2 = 82.2 pF、Lkv = 0.0185 Hn、Rn = 224 オーム。 フィルタ回路とコンデンサ値の計算値を図に示します。 1.

この設計では、VNIISIMS (Aleksandrov) が製造した、周波数 8.867 MHz のテレビ PAL デコーダ用の水晶共振器を使用しています。 ウラジミール地方）。 結晶パラメータの安定した再現性、小さい寸法、低コストが選択に影響を与えました。

ZQ2 ～ ZQ11 の水晶振動子の周波数の選択は、±50 Hz の精度で実行されました。 測定は、自家製の自己発振器と工業用周波数計を使用して実行されました。 並列回路の共振器 ZQ1 と ZQ12 は、メイン フィルター周波数よりそれぞれ約 1 kHz 低い周波数と高い周波数を持つ他の水晶のバッチから選択されました。

このフィルターは、厚さ 1 mm の両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板上に組み立てられます (図 2)。

メタライゼーションの最上層は共通のワイヤとして使用されます。 レゾネータを取り付ける側の穴は皿穴になっています。 すべての水晶振動子のハウジングは、 共通線はんだ付け。

部品を取り付ける前に、フィルター回路基板は 2 つの取り外し可能なカバーが付いた錫メッキの箱に密閉されます。 また、プリント導体側には、基板の中心軸線に沿って共振器のリード間を通るスクリーン隔壁が半田付けされている。

図では、 3が与えられる 配線図フィルター。 フィルタ内のすべてのコンデンサは CD と KM です。

フィルターを作成した後、家庭でその周波数応答を最大の分解能で測定するにはどうすればよいかという疑問が生じました。

家庭用コンピューターを使用し、選択的マイクロボルトメーターを使用してフィルターの周波数応答をポイントごとに構築することで測定結果をチェックしました。 アマチュア無線機器の設計者として、私は DG2XK が提案した、低周波 (20 Hz ～ 22 kHz) スペクトラム アナライザのコンピュータ プログラムを使用して狭帯域アマチュア無線フィルタの周波数応答を測定するというアイデアに非常に興味を持ちました。

その本質は、水晶フィルターの周波数応答の高周波スペクトルが、従来のSSB検出器を使用して低周波範囲に転送され、スペクトラムアナライザープログラムがインストールされたコンピューターで周波数を表示できるようにするという事実にあります。このフィルターの応答がディスプレイに表示されます。

DG2XK の高周波信号のソースとしてツェナー ダイオード ノイズ ジェネレーターが使用されています。 私が行った実験では、このような信号源では周波数応答を 40 dB 以下のレベルで表示できることがわかりましたが、これは明らかに高品質のフィルター調整には十分ではありません。 -100 dB のレベルでフィルターの周波数応答を表示するには、ジェネレーターに次の条件が必要です。

このため、ノイズ ジェネレーターは従来のスイープ ジェネレーターに置き換えられました (図 4)。 基本は水晶発振器の回路であり、相対スペクトル ノイズ パワー密度は -165 dB/Hz に等しくなります。 これは、10 kHz でのジェネレータのノイズ電力が 3 kHz の帯域幅で離調することを意味します。

元のソースのレイアウトはわずかに変更されています。 そこで、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタを使用し、インダクタL1とバリキャップVD2～VD5からなる回路を水晶振動子ZQ1に直列に接続します。 発生器の周波数は水晶周波数に対して 5 kHz 以内で調整可能で、狭帯域フィルタの周波数応答を測定するには十分です。

発電機の水晶共振器はフィルターに似ています。 スイープジェネレータモード時 制御電圧バリキャップ VD2 ～ VD5 は、VT1 上の電流発生器を備えたユニジャンクション トランジスタ VT2 上に作られた鋸歯状電圧発生器から供給されます。

発電機の周波数を手動で調整するには、マルチターン抵抗器 R11 が使用されます。 DA1 チップは電圧アンプとして機能します。 当初考えられていた正弦波制御電圧は、フィルターの周波数応答のさまざまなセクションの周波数応答の通過速度が不均一であるため、放棄する必要があり、最大の分解能を達成するために、ジェネレーターの周波数は 0.3 Hz に低減されました。 スイッチ SA1 は、「のこぎり」発生器の周波数を 10 または 0.3 Hz から選択します。 MFC の周波数偏差はトリミング抵抗 R10 によって設定されます。

検出器ブロックの概略図を図に示します。 5. 回路 L1C1C2 がフィルタ負荷として使用される場合、水晶フィルタの出力からの信号は入力 X2 に供給されます。

アクティブ抵抗を負荷したフィルタで測定を実行する場合、この回路は必要ありません。 次に、負荷抵抗器からの信号が入力 X1 に印加され、入力 X1 を回路に接続する導体が検出器プリント基板上で除去されます。

強力な電界効果トランジスタ VT1 上の 90 dB を超えるダイナミック レンジを持つソース フォロワは、フィルタの負荷抵抗とミキサの入力抵抗に一致します。 検出器は電界効果トランジスタ VT2、VT3 を使用したパッシブバランスミキサー回路に従って作られており、93 dB を超えるダイナミックレンジを持っています。

P 回路 C17L2C20 および C19L3C21 を介したトランジスタの結合ゲートは、基準発生器から 3...4V (rms) の逆位相正弦波電圧を受け取ります。 DD1 チップ上に作られた検出器の基準発振器には、周波数 8.862 MHz の水晶共振器が含まれています。

ミキサーの出力で形成された低周波信号は、DA1 チップ上のアンプによって約 20 倍に増幅されます。 パーソナル コンピュータのサウンド カードの入力インピーダンスは比較的低いため、検出器には強力な K157UD1 オペアンプが搭載されています。 アンプの周波数応答は、1 kHz 未満および 20 kHz を超えると、オクターブあたり約 -6 dB のゲイン ロールオフが生じるように調整されています。

スイング周波数発生器は、両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板に取り付けられています（図6）。 基板の最上層は共通のワイヤとして機能し、基板と接触しない部品のリード用の穴は皿穴になっています。

ボードは、2 つの取り外し可能なカバーが付いた高さ 40 mm の箱に密閉されています。 箱は錫メッキの金属板でできています。 インダクタ L1、L2、L3 は、カーボニル鉄トリマーを使用して直径 6.5 mm の標準フレームに巻き付けられ、スクリーン内に配置されます。 L1 には 40 ターンの PEV-2 0.21 ワイヤが含まれ、L3 と L2 にはそれぞれ 27 ターンと 2+4 ターンの PELSHO-0.31 ワイヤが含まれます。

コイル L2 は、「コールド」端に近い L3 の上に巻かれます。 すべてのチョークは標準です - DM 0.1 68 µH。 固定抵抗器 MLT、トリマー R6、R8、R10 タイプ SPZ-38。 マルチターン抵抗器 - PPML。 永久コンデンサ - KM、KLS、KT、酸化物 - K50-35、K53-1。

MFC の確立は、鋸歯状電圧発生器の出力で最大信号を設定することから始まります。 オシロスコープで DA1 マイクロ回路のピン 6 の信号を監視し、トリミング抵抗 R8 (ゲイン) と R6 (オフセット) を使用して、図の点 A に示されている信号の振幅と形状を設定します。抵抗 R12 を選択することで、安定した生成が行われます。信号制限モードに入ることなく実現されます。

コンデンサ C14 の静電容量を選択し、回路 L2L3 を調整することにより、出力振動システムが共振に調整され、発電機の良好な負荷容量が保証されます。 L1 コイル トリマーを使用すると、発振器の調整限界は 8.8586 ～ 8.8686 MHz の範囲内に設定されます。これは、テスト対象の水晶フィルターの周波数応答帯域と余裕を持って重複します。 GKCH の最大限の再構築を確実にするため

検出器ブロックは、両面フォイルグラスファイバー製のプリント基板上に作られています (図 7)。

フォイルの最上層は共通のワイヤとして使用されます。 コモン線と接触しない部分のリード線用の穴は皿穴加工されています。

ボードは取り外し可能なカバーが付いた高さ 35 mm のブリキの箱に密封されています。 セットトップ ボックスの解像度は、その製造の品質によって異なります。

コイル L1 ～ L4 には、直径 6 mm のフレームにターンするように巻かれた PEV-0.21 ワイヤが 32 ターン含まれています。 SB-12a アーマーコアをコイル状にしたトリマー。 チョークはすべてDM-0.1タイプです。 インダクタンス L5 - 16 μH、L6、L8 - 68 μH、L7 - 40 μH。 トランス T1 は、標準サイズ K10 x 6 x 3 mm の 1000NN リング フェライト磁気コアに巻かれており、一次巻線に 7 ターン、二次巻線に PEV-0.31 ワイヤが 2 x 13 ターン含まれています。

トリミング抵抗はすべてSPZ-38です。 ユニットの予備セットアップ中に、高周波オシロスコープを使用してトランジスタ VT2、VT3 のゲートの正弦波信号を監視し、必要に応じてコイル L2、L3 を調整します。 コイル L4 を調整することにより、基準発振器の周波数がフィルターの通過帯域よりも 5 kHz 低くなります。 これは、スペクトル アナライザの作業領域でデバイスの解像度を低下させる干渉を少なくするために行われます。

掃引周波数発生器は、容量性分圧器を備えた整合発振回路を介して水晶フィルターに接続されています (図 8)。

これにより、調整プロセス中に、フィルターの通過帯域内で低い減衰と不均一性を得ることができます。

すでに述べたように、2 番目の整合発振回路は検出器アタッチメント内にあります。 測定回路を組み立て、セットトップボックス（XZコネクタ）の出力をマイクまたはライン入力に接続したこと サウンドカードパーソナルコンピュータで、スペクトラムアナライザプログラムを起動します。 そのようなプログラムがいくつかあります。 著者は、http://cityradio.narod.ru/utilities.html にある SpectraLab v.4.32.16 プログラムを使用しました。 このプログラムは使いやすく、優れた機能を備えています。

そこで、「SpektroLab」プログラムを起動し、MCG (手動制御モード) と検出器付属の基準発振器の周波数を調整して、MCG のスペクトログラムのピークを約 5 kHz に設定します。 次に、検出器アタッチメントのミキサーのバランスを調整することにより、第 2 高調波のピークがノイズ レベルまで低減されます。 この後、GCH モードがオンになり、待望のテスト対象のフィルターの周波数応答がモニターに表示されます。 まず、10 Hz のスイング周波数をオンにし、R11 を使用して中心周波数を調整し、次にスイング帯域 R10 (図 4) を調整して、フィルターの周波数応答の許容可能な「イメージ」をリアルタイムで確立します。 。 測定時にはマッチング回路を調整することで、通過帯域のばらつきを最小限に抑えます。

次に、デバイスの最大解像度を達成するために、掃引周波数 0.3 Hz をオンにし、プログラムでフーリエ変換ポイントの最大可能数 (FFT、著者は 4096...8192) と最小値を設定します。平均化パラメータ (Averaging、著者は 1 を持っています)。

GKCh の数パスで特性を描画するため、蓄積ピーク電圧計モード (Hold) がオンになります。 その結果、モニター上で調査中のフィルターの周波数応答が得られます。

マウス カーソルを使用して、必要なレベルでの周波数応答の必要なデジタル値を取得します。 この場合、周波数応答点の真の周波数値を取得するために、検出器アタッチメントの基準発振器の周波数を測定することを忘れてはなりません。

最初の「イメージ」を評価した後、シーケンシャル共振 ZQ1n ZQ12 の周波数をフィルターの周波数応答の下側と上側の傾きにそれぞれ調整し、-90 dB のレベルで最大の直角度を達成します。

結論として、プリンターを使用すると、製造されたフィルターの本格的な「ドキュメント」が得られます。 図の例として 図 9 は、このフィルタの周波数応答のスペクトログラムを示しています。 GKCh 信号のスペクトログラムもそこに示されています。 -3...-5 dB のレベルでの周波数応答の左傾斜の目に見える不均一性は、ZQ2 ～ ZQ11 水晶振動子を再配置することによって除去されます。

その結果、次のフィルタ特性が得られます。通過帯域レベル - 6 dB - 2.586 kHz、通過帯域内の周波数応答不均一 - 2 dB 未満、レベル角形係数 - 6/-60 dB - 1.41。 レベル別 - 6/-80 dB 1.59、レベル別 - 6/-90 dB - 1.67。 帯域内の減衰は 3 dB 未満で、帯域外の減衰は 90 dB を超えます。

著者は、得られた結果を確認することにし、水晶フィルタの周波数応答を点ごとに測定しました。 測定には、優れた減衰器を備えた選択的マイクロボルトメーターが必要でした。これは、公称感度 0.5 μV のマイクロボルトメーター タイプ HMV-4 (ポーランド) でした (同時に、0.05 μV のレベルで信号を良好に記録します)。 100dBのアッテネーター。

この測定オプションのために、図 1 に示す図が組み立てられました。 10. フィルタの入力と出力のマッチング回路は慎重にシールドされています。 接続シールド線は高品質です。 「アース」回路も丁寧に作られています。

高周波抵抗器 R11 の周波数を滑らかに変更し、10 dB 減衰器を切り替えて、フィルターの周波数応答全体を通過するマイクロボルトメーターの読み取り値を取得します。 測定データと同じスケールを使用して、周波数応答グラフを作成します (図 11)。

おかげで 高感度マイクロボルトメーターと GKCh の低側ノイズでは、信号は -120 dB のレベルでよく記録されており、グラフにはっきりと反映されています。

測定結果は次のとおりです。レベル通過帯域 - 6 dB - 2.64 kHz。 周波数応答の不均一 - 2 dB 未満。 レベル -6/-60 dB の角形係数は 1.386 です。 レベル別 - 6/-80 dB - 1.56; レベル別 - 6/-90 dB - 1.682; レベル別 - 6/-100 dB - 1.864; 帯域内の減衰は 3 dB 未満で、帯域の後ろでは 100 dB を超えます。

測定結果とコンピュータのバージョンとの間のいくつかの違いは、分析された信号が広いダイナミックレンジにわたって変化するときのデジタル/アナログ変換における累積誤差の存在によって説明されます。

石英フィルターの周波数応答に関する上記のグラフは、最小限のセットアップ作業で得られたものであり、コンポーネントをより慎重に選択することでフィルターの特性を大幅に改善できることに注意してください。

提案された発生器回路は、AGC と検出器を動作させるためにうまく使用できます。 掃引周波数発生器の信号を検出器に適用すると、セットトップ ボックスから PC への出力で、低周波掃引周波数発生器からの信号を受信します。これを使用して、任意のフィルタとカスケードを簡単かつ迅速に設定できます。トランシーバーの低周波パス。

提案された検出器アタッチメントをトランシーバーのパノラマインジケーターの一部として使用することも同様に興味深いものです。 これを行うには、帯域幅 8 ～ 10 kHz の水晶フィルターを最初のミキサーの出力に接続します。 次に、受信信号が増幅され、検出器の入力に供給されます。 この場合、通信相手の信号を 5 ～ 9 ポイントのレベルで良好な解像度で観察できます。

G.ブラギン (RZ4HK)

文学：

1. Usov V. クォーツフィルター SSB。 - アマチュア無線、1992 年、第 6 号、p. 39、40。

2. Drozdov V.V.アマチュアKBトランシーバー。 - M.: ラジオと通信、1988 年。

3. Klaus Raban (DG2XK) PC サウンドカルテのアイゲンバウ クォーツフィルターの最適化。 - Funkamateur、No. 11、2001、S. 1246-1249。

4.フランク・シルバ。 Shmutzeffekte vermeiden und beseitig。 - ファンク、1999、11、S. 38。