FETコンボ回路。補償フィードバックを備えた高品質の超音波電界効果トランジスタ

仕様
最大RMS電力：
RH = 4オーム、W 60
RH = 8オーム、W 32
動作周波数範囲。 Hz 15 ... 100 000
THD：
f = 1 kHz、Рout= 60 W、RH = 4オーム、％0.15
f = 1 kHz、Рout= 32 W、RH = 8オーム、％0.08
ゲイン、dB 25 ... 40
入力インピーダンス、kOhm 47

設定

この方式に従って増幅器を構築する場合、経験豊富な実験者が満足のいく結果を達成するのが困難になる可能性はほとんどありません。考慮すべき主な問題は、エレメントの不適切な取り付けと、不適切な取り扱いまたは回路への通電によるMOSトランジスタの損傷です。以下のリストは、実験者のためのガイドとして提案されています。コントロールチェックトラブルシューティング用：
1.組み立てるときプリント回路基板最初にパッシブエレメントを取り付けて、次のことを確認してください正しい包含電解コンデンサの極性。次に、トランジスタVT1...VT4を取り付けます。最後に、リード線を同時にアースに短絡し、アースされたはんだごてを使用して、静電荷を避けてMOSFETを取り付けます。組み立てられたボードをチェックして、エレメントが正しく取り付けられていることを確認してください。これを行うには、図に示す要素の配置を使用すると便利です。 2プリント回路基板にトレースはんだの短絡がないか確認し、ある場合は取り外します。マルチメータではんだ接合部を視覚的および電気的にチェックし、必要に応じてやり直します。
2.これで、電源をアンプに適用し、出力段の静止電流（50 ... 100 mA）を設定できます。ポテンショメータR12は、最初に最小静止電流に設定されます（図2のボードトポロジで障害が発生するまで反時計回り）。正の電力分岐は、1 Aの測定限界で電流計をオンにします。抵抗R12のスライダーを回転させることにより、50〜100mAの電流計の読み取り値が得られます。静止電流の設定は、負荷をかけずに行うことができます。ただし、負荷スピーカーが回路に含まれている場合は、DC過負荷ヒューズで保護する必要があります。静止電流を設定すると、出力オフセット電圧の許容値は100mV未満になります。

R12を調整する際の静止電流の過度または不規則な変化は、回路での生成の発生または要素の誤った接続を示します。前述の推奨事項に従う必要があります（直列接続抵抗器のゲート回路に接続し、接続導体、共通接地の長さを最小限に抑えます）。さらに、電源デカップリングコンデンサは、アンプの出力段と負荷の接地点のすぐ近くに設置する必要があります。パワートランジスタの過熱を防ぐために、ヒートシンクに取り付けられたMOSトランジスタを使用して静止電流調整を実行する必要があります。
3.静止電流を確立した後、電流計を取り外す必要があります
正の電源回路からアンプの入力まで
動作信号。フル定格電力を得るための入力信号レベルは、次のとおりである必要があります。
UBX = 150 mV（RH = 4オーム、Ki = 100）;
UBX = 160 mV（RH = 8オーム、Ki = 100）;
UBX = 770 mV（RH = 4オーム、Ki = 20）;
UBX = 800 mV（RH = 8オーム、Ki = 20）。
定格電力で動作しているときの出力信号のピークでの「切断」は、供給電圧の安定性が低いことを示し、入力信号の振幅を減らして減らすことで修正できます。評価増幅器。
アンプの周波数応答は、オーディオテストキットまたは発振器とオシロスコープを使用して、15 Hz〜100kHzの周波数範囲でテストできます。高周波での出力信号の歪みは、負荷の無効性を示しており、信号の形状を復元するには、出力チョークL1のインダクタンスの値を選択する必要があります。高周波での周波数応答は、R6と並列に接続された補償コンデンサを使用して均等化できます。周波数応答の低周波数部分は、要素R7、C2によって補正されます。
4.バックグラウンド（バズ）の存在は、回路で発生する可能性が最も高いです
ゲインの設定が高すぎる場合。高いインレットピックアップ
シールドを使用することでインピーダンスを最小限に抑えます
ケーブルは信号源に直接接地されています。入力段に供給される低周波電源のリップル
アンプは、コンデンサC3によって排除することができます。追加
背景は差動カスケードによって減衰されます
トランジスタVT1、VT2プリアンプ。ただし、バックグラウンドのソースが供給電圧である場合は、SZ、R5の値を選択して、リップルの振幅を抑制することができます。
5.負荷の短絡または高周波発生により出力段トランジスタが故障した場合は、両方のMOSFETを交換する必要があり、他の要素が故障する可能性はほとんどありません。新しいデバイスのスキームをインストールするときは、セットアップ手順を繰り返す必要があります。

電源図

「アマチュア無線」第2号のベストデザイン

変更のあるアンプ回路：

補償フィードバックを備えた電界効果トランジスタの高品質UZCH

今日では、高品質のサウンド再生を愛する人や、電界効果トランジスタをベースにしたアンプではんだごてを保持する方法を知っている設計者を驚かすことはすでに困難です。これらのデバイスのほとんどは、世界最高のデバイスでさえ、差動入力段と信号増幅に関与しないが時間と温度の安定性を提供する多くの追加要素を備えた従来の方式に従って構築されています。出力段にさまざまなタイプのチャネル導電性を備えた強力な相補型トランジスタを使用しても、従来の回路ソリューションは根本的に変わりませんでした。

積極的な創造的研究と多くの支配的なステレオタイプの回路ソリューションからの意識的な逸脱の結果として、私はなんとか持っているアンプの独自のオリジナルのプロトタイプを作成することができました最小量電子部品であり、最も洗練された音楽グルメでも満足できる卓越した安定性、信頼性、高性能を備えています。

負荷抵抗が8オームのアンプの主なパラメータを表に示します。

パラメータ	意味
電圧利得
最大出力電力
スルーレート
周波数応答		20 – 3 0000
中点の不安定性
出力ノイズ電圧
THD

アンプ開発時特別な注意品質指標、最大効率、最小使用部品数に惹かれ、信頼性を大幅に向上させ、繰り返しを簡素化することができました。配電ネットワーク内の部品の存在と可用性も考慮され、アンプのコストが大幅に削減されました。

増幅器（図を参照）は、低電力電界効果トランジスタの入力段で構成されています別のタイプ導電率VT1とVT2は、共通のソースを備えた回路に従って接続され、その負荷は抵抗R2とR3です。抵抗R1は、これらのトランジスタのゲートをグランドに接続し、アンプの入力インピーダンスを決定し、入力結合コンデンサC1の容量とともに、オーディオスペクトルの低周波数領域での周波数応答を設定します。トランジスタVT3とVT4は、ツェナーダイオードVD1とVD2によって電圧が設定される共通ベース回路に従って接続され、入力トランジスタを出力信号の可変成分からデカップリングし、過剰なDC電源を低減します。それらのドレインの電圧。トランジスタVT5とVT6は共通のコレクタ回路に従って接続されており、それらのベース-エミッタ接合はトランジスタVT1とVT2のバイアス要素であり、定電圧抵抗R7とR10を介してアンプの出力に接続されたベース上で、中間点の任意の逸脱と静止電流の増加を補償します。抵抗R2とR3の両端のDC電圧降下により、クラスABのアンプの動作を決定する初期ドレイン電流（静止電流）の値によって、強力な出力トランジスタVT7とVT8が開きます。

増幅回路は次のように動作します。入力信号の正の半波は、コンデンサC1を通過してトランジスタVT1のゲートに到達し、そのドレイン電流が増加します。その結果、抵抗R2の両端の電圧降下が増加し、トランジスタVT7と増幅器の出力での正の半波信号の出現。増幅器全体のゲインを設定する要素R7、C2、R8の分圧器、およびトランジスタVT5のエミッタフォロワを介して、出力信号の一部がトランジスタVT1のソースに供給され、負の値として機能します。信号エンベロープの非線形歪みを補償するフィードバック、および抵抗R11電圧から除去された定数により、静止電流と中間点が安定します。入力信号の負の半波の増幅とパラメータの安定化は、回路の下半分、対称上半分でも同様の方法で行われます。抵抗R4とR5は、トランジスタVT7とVT8の入力容量とともに、増幅器の帯域幅を制限し、その自己励起を排除するローパスフィルタを形成します。

アンプは、115×63mmのサイズと2〜3mmの厚さの片面ホイルグラスファイバー製のプリント回路基板に取り付けられています。以下は、トラックの側面から見たPCBの図です。

アンプの設定は、トリマーR2とR3を備えた出力トランジスタを流れる静止電流と、アンプの出力（中間点）のゼロ電圧を設定することになります。これを行うには、抵抗R2とR3を中央の位置に設定し、増幅器の出力を24Vの電圧の低電力白熱灯にロードし、電源電圧を印加します。この場合、ランプは点灯しないはずです。これは、適切な取り付けと保守可能な部品を示しています。両方の調整抵抗器を交互にスムーズに回転させて値を大きくする方向に、抵抗器R11またはR12の両端の電圧降下によってデジタルミリボルトメーターによって制御されるトランジスタVT7およびVT8を流れる電流の外観を実現します。この電圧の値は15〜20 mV以内である必要があります。これは、75〜100mAの静止電流に対応します。増幅器の出力の中点がプラス方向にシフトされている場合は、トリミング抵抗R2によって設定され、マイナス方向にシフトされている場合は、トリミング抵抗R3によって設定されます。出力トランジスタの静止電流が再び制御され、必要に応じて、動作が再度繰り返されます。

アンプは、±15〜±30ボルトの供給電圧で動作し続けます。少なくとも5アンペアの電流の電源、供給電圧の半分に等しい電圧のツェナーダイオードVD1およびVD2、対応するコンデンサC5およびC6を使用する必要があるだけです。動作電圧、そして最大出力のためのアンプの一定の動作で、抵抗器R11とR12の電力は5ワットに増加する必要があります。

入力トランジスタVT1とVT2は、初期ドレイン電流IDSSが等しいか近い必要があります。出力トランジスタVT7およびVT8は、チャネル開放電圧VGS（to）を閉じて選択する必要があります。このタイプのトランジスタの場合、3〜4ボルトにすることができます。これは、販売者と合意し、簡単な自家製または工業用デバイスを使用することにより、購入時に直接行うことができます。図に示されているタイプのトランジスタはよく対になっており、特殊な絶縁ガスケットを介した電力に対応する領域を持つラジエーターに取り付ける必要があります。抵抗R2およびR3は、マルチターン精密タイプSP3-39A、SP5-2または同様のものです。電解コンデンサC2、C3は無極性タイプを使用する場合に使用しますインパルスブロック電源コンデンサC5およびC6は、非誘導コンデンサでシャントする必要があります容量0.1-1.0uF。抵抗R11およびR12は非ワイヤータイプのヒューズであり、過負荷になると破損します。

増幅回路の主な特徴の1つは、強力なトランジスタによって増幅された出力信号が、制御電極ではないドレインから取り出されることです。これにより、信号がソースまたはエミッターから取得された場合に、出力トランジスターのスピーカーのボイスコイルの逆起電力によって引き起こされる特定の歪みが大幅に減少しました。したがって、このアンプは、動作原理によれば、チューブアンプと同等ですが、コンポーネントの歪みやコストは言うまでもなく、効率、再現可能な周波数の帯域幅、速度、信頼性の点で大幅に上回っています。

電界効果トランジスタの重要な特性は、過熱すると、チャネルの導電率がそれぞれ低下し、特性の急峻度とドレイン電流が低下することです。これにより、トランジスタが熱破壊から自動的に保護されます。増幅器の出力段で使用される電界効果トランジスタのもう1つの特性は、2次過渡応答です。これは、高出力電力レベルでの非線形歪みを低減するのに役立ちます。トランジスタVT7とVT8を流れる電流が大きいほど、それらのスロープとゲインが大きくなり、負帰還が深くなります。

アンプがネットワークに接続されると、コンデンサC5とC6の供給電圧の半分に達するまで、ツェナーダイオードVD1とVD2がロックされ、すべてのトランジスタがロック解除されます。回路の両方の半分は、スピーカーの不快な強打の多くの同様のデザインの典型を完全に排除します。このため、アンプは、フル出力で動作している場合でも、緊急シャットダウンやパワーアップを恐れません。

アンプは、さまざまな信号源、さまざまな周囲温度での動作がテストされており、その高い信頼性、優れた出力、および動的特性を示しており、高品質の家庭用またはプロのサウンド再生を愛する人に推奨されます。音量、音色、バランスを調整するためのブロックは、専用のTDA1524Aチップを使用して、Webサイトhttp://cxem.net/sound/tembrs/tembr14.phpに記載されているスキームに従って実行できます。必要に応じて、既知の方式に従って作成されたマイクロフォン信号増幅器を回路に追加することもできます。アンプボード上の部品の位置を下図に示します。

増幅器の線形性を高め、非線形歪みの係数をさらに減らすために、次のことができます。並列接続 2つの出力トランジスタの各アームに接続し、フィードバック回路の抵抗R8またはR9の1つを調整（値調整）します。遷移コンデンサC1を取り外すと、回路を自動化、遠隔力学、制御システム用の強力な線形DC増幅器に変えることができます。

ユルコ・ストレルコフ-セルガ
私書箱5000ヴィーンヌィツャ-18
[メール保護]

電界効果トランジスタ（FET）増幅器は、大きな入力インピーダンスを持っています。通常、このようなアンプは、プリアンプ、測定用DCアンプ、その他の電子機器の第1段として使用されます。
最初のステージで入力インピーダンスが大きい増幅器を使用すると、内部抵抗が大きい信号源を、入力インピーダンスが小さい後続のより強力な増幅器ステージと一致させることができます。電界効果トランジスタの増幅段は、ほとんどの場合、ソース接地回路に従って実行されます。

ゲートとソース間のバイアス電圧がゼロであるため、トランジスタVTの休止モードは、UGD = 0でのドレインゲート特性上の点Aの位置によって特徴付けられます（図15、b）。
この場合、振幅U mZIの交流高調波（つまり正弦波）電圧UGSが増幅器の入力に供給されると、この電圧の正と負の半サイクルは異なる方法で増幅されます。入力電圧UGSのサイクルでは、ドレイン電流I "mcの可変成分の振幅は、正の半サイクル（I" "mc）の場合よりも大きくなります。これは、セクションのドレインゲート特性の勾配が原因であるためです。 ABは、セクションACの勾配と比較して大きくなります。その結果、ドレイン電流の可変成分の形状と、負荷U OUTに生成される交流電圧は、形状入力電圧とは異なります。つまり、次のようになります。増幅された信号の歪み。
増幅中の信号の歪みを低減するには、電界効果トランジスタのドレインゲート特性の一定の急峻さ、つまりこの特性の線形セクションでの動作を保証する必要があります。
この目的のために、抵抗Rがソース回路に含まれています（図16、a）。

抵抗器を流れるドレイン電流IC0は、抵抗器に電圧を生成します
U Ri = I C0 Ri。これは、ゲートとソース領域の間に形成されたEAFを含め、ソースとゲートの間に反対方向に適用されます。これにより、ドレイン電流が減少します。この場合、動作モードはポイントA "によって特徴付けられます（図16、b）。

ゲインの低下を防ぐために、コンデンサCを抵抗Rと並列に接続し、大容量、これは上の負のフィードバックを排除します交流電流、抵抗Rとの両端の交流電圧によって形成されます。点A"で特徴付けられるモードでは、AC電圧を増幅するときのドレインゲート特性の急峻さは、入力電圧の正と負の半サイクルを増幅するときにほぼ同じままであり、その結果、増幅された歪みが信号は重要ではありません
（セクションA「B」とA「C」はほぼ同じです）。
休止モードで、ゲートとソース間の電圧がU ZIOで表され、FETを流れるドレイン電流がI C0である場合、抵抗Rの抵抗と（オーム）は次の式で計算できます。：
Ri \ u003d 1000 U ZIO / I C0、
ドレイン電流IC0がミリアンペアで置き換えられます。
図15に示す増幅回路は、制御p-n接合とp型チャネルを備えたFETを使用しています。同様のトランジスタをFETとして使用しているが、n型チャネルを使用している場合、回路は同じままで、電源接続の極性のみが変更されます。
誘導チャネルまたは内蔵チャネルを備えたMOS電界効果トランジスタで作られた増幅器は、さらに大きな入力抵抗を持っています。で DCこのようなアンプの入力インピーダンスは100MΩを超える可能性があります。それらのゲート電圧とドレイン電圧は同じ極性であるため、ゲート回路に必要なバイアス電圧を提供するために、図に示すようにトランジスタの入力に接続された分圧器に接続することにより、電源電圧GCを使用できます。 .17。

一般的なドレインアンプ

コモンドレインFETアンプ回路は、コモンコレクタアンプ回路に似ています。図18aは、制御p-n接合とp型チャネルを備えたFETに共通ドレインを備えた増幅器の図を示しています。

抵抗Riはソース回路に接続され、ドレインは電源の負極に直接接続されています。したがって、入力電圧に依存するドレイン電流は、抵抗Riの両端でのみ電圧降下を引き起こします。カスケードの動作は、入力電圧が正弦波形状の場合の図18bに示すグラフで示されています。初期状態では、ドレイン電流I C0がトランジスタを流れ、抵抗Rに電圧U I0（U OUT0）が発生します。入力電圧の正の半サイクル中に、ゲートとソース間の逆バイアスが増加します。これにより、ドレイン電流と抵抗Riの両端の電圧の絶対値が減少します。逆に、入力電圧の負の半サイクルでは、ゲートバイアス電圧が減少し、ドレイン電流と抵抗Rの両端の電圧の絶対値が増加します。その結果、抵抗Riから、つまりFETのソースから取得される出力電圧（図18、b）は、入力電圧と同じ形状になります。
この点で、共通ドレインを備えた増幅器はソースフォロワと呼ばれます（ソース電圧は形状と値で入力電圧を繰り返します）。

低周波増幅器（ULF）は変換に使用されます弱い信号主にオーディオ範囲で、電気力学または他のサウンドエミッターを介した直接知覚に受け入れられるより強力な信号になります。

10〜100 MHzの周波数までの高周波アンプは同様のスキームに従って構築されていることに注意してください。全体的な違いは、ほとんどの場合、そのようなアンプのコンデンサの容量の値が減少するという事実に帰着します高周波信号の周波数が低周波信号の周波数を超える回数。

シンプルなシングルトランジスタアンプ

エミッタ接地方式で作られた最も単純なULFを図に示します。 1.電話カプセルを荷物として使用しました。許容電圧このアンプの電源3...12V。

バイアス抵抗R1の値（数十kΩ）は、増幅器の供給電圧、電話カプセルの抵抗、およびトランジスタの特定のインスタンスの透過係数に依存するため、実験的に決定することが望ましいです。。

米。 1.1つのトランジスタ+コンデンサと抵抗での単純なULFのスキーム。

抵抗R1の初期値を選択するには、その値が負荷回路に含まれる抵抗の約100倍以上である必要があることを考慮に入れる必要があります。バイアス抵抗を選択するには、直列に接続することをお勧めします固定抵抗器抵抗は20〜30 kOhm、可変抵抗は100〜1000 kOhmで、その後、アンプの入力に適用されます。音響信号ノブを回して、たとえばテープレコーダーやプレーヤーからの小さな振幅可変抵抗器成し遂げる最高品質最大音量で信号を送ります。

遷移コンデンサC1（図1）の静電容量の値は、1〜100マイクロファラッドの範囲にすることができます。この静電容量の値が大きいほど、ULFが増幅できる周波数は低くなります。低周波数を増幅する技術を習得するには、要素の値と増幅器の動作モードの選択を実験することをお勧めします（図1-4）。

改善されたシングルトランジスタアンプオプション

図のスキームと比較して複雑で改善されています。 1つの増幅回路を図1に示します。図2と3。図２に示されるように、増幅段は、信号品質を改善する周波数依存の負帰還回路（抵抗器Ｒ２およびコンデンサーＣ２）をさらに含む。

米。 2.周波数依存の負帰還のチェーンを備えたシングルトランジスタULFのスキーム。

米。 3.トランジスタのベースにバイアス電圧を供給するための分圧器を備えたシングルトランジスタアンプ。

米。 4.トランジスタのベースに自動バイアス設定を備えたシングルトランジスタアンプ。

図の図では。図３に示すように、トランジスタのベースへのバイアスは、分周器を使用してより「厳密に」設定され、これにより、動作条件が変化したときの増幅器の品質が向上する。増幅トランジスタに基づく「自動」バイアス設定は、図1の回路で使用されています。四。

2段トランジスタアンプ

2つの単純な増幅段を直列に接続することで（図1）、2段のULFを得ることができます（図5）。このようなアンプのゲインは、個々のステージのゲインの積に等しくなります。ただし、ステージ数を増やして大きな安定したゲインを得るのは簡単ではありません。アンプはおそらく自己励起します。

米。 5.シンプルな2段ベースアンプのスキーム。

近年の雑誌のページで回路が頻繁に引用されている低周波増幅器の新開発は、非線形歪みの最小係数の達成、出力電力の増加、増幅された周波数の帯域幅の拡大などを目的としています。

同時に、さまざまなデバイスをセットアップして実験を行う場合、数分で組み立てることができる単純なULFが必要になることがよくあります。このようなアンプは、最小限の数の欠陥要素を含み、広範囲の供給電圧と負荷抵抗で動作する必要があります。

電界効果トランジスタとシリコントランジスタのULF回路

カスケード間に直接接続された単純な低周波パワーアンプの図を図1に示します。 6 [Rl 3/00-14]。増幅器の入力インピーダンスは、ポテンショメータR1の値によって決定され、数百オームから数十メガオームまで変化する可能性があります。アンプの出力は、2〜4〜64オーム以上の抵抗を持つ負荷に接続できます。

高抵抗負荷の場合、KT315トランジスタをVT2として使用できます。アンプは3〜15 Vの電源電圧範囲で動作しますが、電源電圧が0.6Vに低下しても許容可能な性能は維持されます。

コンデンサC1は、1〜100マイクロファラッドから選択できます。後者の場合（C1 \ u003d100μF）、ULFは50 Hz〜200kHz以上の周波数帯域で動作できます。

米。 6.スキームシンプルなアンプ 2つのトランジスタの低周波数。

ULF入力信号の振幅は0.5〜0.7 Vを超えてはなりません。増幅器の出力電力は、負荷抵抗と供給電圧の大きさに応じて、数十mWから単位Wまで変化する可能性があります。

アンプのセットアップは、抵抗R2とR3を選択することで構成されます。彼らの助けを借りて、トランジスタVT1のドレインの電圧は、電源の電圧の50〜60％に等しく設定されます。トランジスタVT2はヒートシンクプレート（ラジエーター）に取り付ける必要があります。

直接接続のトラックカスケードULF

イチジクに図７は、カスケード間に直接接続された別の外向きに単純なＵＬＦの図を示している。このような接続により、低周波数領域でのアンプの周波数応答が改善され、回路全体が簡素化されます。

米。 7。回路図カスケード間の直接接続を備えた3カスケードULF。

同時に、アンプのチューニングは、各アンプの抵抗をで選択する必要があるという事実によって複雑になります。個別に。大まかに言って、抵抗R2とR3、R3とR4、R4とR BFの比率は（30 ... 50）対1の範囲内である必要があります。抵抗R1は0.1 ...2kOhmである必要があります。図1に示す増幅器の計算。 7は、[P 9/70-60]などの文献に記載されています。

バイポーラトランジスタ上のカスケードULFのスキーム

イチジクに図８および９は、バイポーラトランジスタ上のカスコードＵＬＦ回路を示している。そのようなアンプはかなり高いゲインKuを持っています。図のアンプ。 8は、30 Hz〜120kHzの周波数帯域でKu=5です[MK2/86-15]。図のスキームに従ったULF。高調波係数が1％未満の9のゲインは100 [RL 3/99-10]です。

米。 8.ゲイン=5の2つのトランジスタでULFをカスケードします。

米。 9.ゲイン=100の2つのトランジスタでULFをカスケードします。

3つのトランジスタの経済的なULF

ポータブル電子機器用重要なパラメータ ULFの効率です。このようなULFのスキームを図1に示します。 10 [RL 3/00-14]。ここでは、電界効果トランジスタＶＴ１とバイポーラトランジスタＶＴ３とのカスケード接続を使用し、ＶＴ１とＶＴ３の動作点を安定させるようにトランジスタＶＴ２をオンにする。

入力電圧の増加に伴い、このトランジスタはエミッタ-ベースVT3接合をシャントし、トランジスタVT1およびVT3を流れる電流の値を減らします。