Filtre reglabile pe varicaps. Filtre reglabile bazate pe varicaps Pentru schema „pornirea indicatoarelor LED puternice cu șapte elemente”

Când utilizați varicaps în radiourile portabile, uneori este necesară o tensiune de alimentare crescută de până la 20 pentru a alimenta varicaps. Convertizoarele de tensiune sunt adesea folosite la transformatoarele de tip step-up, care necesită o forță de muncă intensă pentru fabricare și pot deveni, de asemenea, o sursă de interferență. Circuitul convertor de tensiune prezentat în figură este lipsit de aceste dezavantaje, deoarece nu utilizează un transformator de creștere.

Elementele DD1.1 DD1.2 formează un generator impulsuri dreptunghiulare, elementele DD1.3 DD1.4 sunt folosite ca elemente tampon. În multiplicatorul de tensiune, diodele VD1-VD6 și C3-C7 C8 sunt utilizate pentru a netezi tensiunea redresată, un stabilizator parametric de tensiune este asamblat pe VT1-VT3 și R2, joncțiunile emițătorului polarizate invers ale tranzistorilor sunt folosite ca diode zener.

Configurarea unui convertor de tensiune nu este necesară; niciun tranzistor din seria KT316 KT312 KT315 va fi potrivit ca VT1-VT3.

Literatură MRB1172

• Articole înrudite

Conectați-vă folosind:

Articole aleatorii

• 25.09.2014

  Frecvențametrul măsoară frecvența semnalului de intrare în intervalul 10 Hz...50 MHz, cu un timp de numărare de 0,1 și 1 s, o abatere de frecvență de 10 MHz (față de valoarea fixă) și numără și impulsurile cu afișarea intervalului de numărare (până la 99 s). Impedanța de intrare este de 50...100 Ohmi la o frecvență de 50 MHz și crește la câțiva kOhmi în domeniul de frecvență joasă. Baza frecvențeimetrului...

• 13.04.2019

  Poza arată circuit simplu Filtru trece jos pentru subwoofer. Circuitul folosește op-amp ua741. Circuitul este destul de simplu, cost redus și nu necesită ajustare după asamblare. Frecvența de tăiere a filtrului trece-jos este de 80 Hz. Pentru a opera filtrul trece-jos, subwoofer-ul necesită o sursă de alimentare bipolară de ±12 V.

Utilizarea varicaps-urilor în radiourile portabile obligă utilizarea convertoarelor de tensiune pentru a le alimenta, crescând tensiunea surselor de alimentare la aproximativ 20 V. Astfel de convertoare folosesc adesea transformatoare step-up, care necesită forță de muncă la fabricare. Lor câmpuri magnetice poate provoca interferențe, în special la receptoarele radio mici.

Convertorul asamblat conform circuitului din fig. nu prezintă aceste neajunsuri. 95, a. Nu conține părți de înfășurare și nu necesită practic nicio ajustare. Elementele DD1.1 și DD1.2 formează un generator de impulsuri dreptunghiulare, elementele DD1.3 și DD1.4 sunt folosite ca elemente tampon. Multiplicatorul de tensiune folosește diode VD1-VD6, condensatoare SZ-C7, condensatorul C8 servește la netezirea tensiunii redresate, iar un stabilizator parametric de tensiune este asamblat pe tranzistoarele VT1-VT3 și rezistența R2. Aici, joncțiunile emițătorului polarizate invers ale tranzistorilor sunt utilizate ca diode zener, în care modul de stabilizare începe deja la un curent de 5 ... 10 μA.

Orez. 95. Schema (a) și placa de circuite a unui convertor de tensiune pentru alimentarea varicaps (b)

Toate piesele convertorului pot fi montate pe placa de circuit imprimat dimensiuni 30X40 mm (Fig. 95, b). Configurarea convertorului nu este necesară, dacă este necesar, tensiunea de ieșire poate fi modificată prin selectarea tranzistorilor VT1—VTZ cu orice indici de litere sunt potrivite pentru aceste scopuri.

Să luăm în considerare caracteristici scurte dispunerea convertizorului asamblat conform acestui circuit. Când tensiunea de alimentare se schimbă de la 6,5 ​​la 9 V, consumul de curent crește de la 0,8 la 2,2 mA, iar tensiunea de ieșire crește cu cel mult 8 ... 10 mV.

Dacă este necesar, tensiunea de ieșire a convertorului poate fi crescută prin creșterea secțiunilor multiplicatorului de tensiune și a numărului de tranzistori din stabilizatorul parametric.

Literatură: I. A. Nechaev, Mass Radio Library (MRB), numărul 1172, 1992.

Când tensiunea de alimentare Upit este între 5...10 V, microcircuitul DD1 este alimentat direct de la acesta. Dacă tensiunea depășește 10 V, microcircuitul trebuie alimentat printr-un filtru RC de stingere.

Curenții circuitelor de bază ale tranzistoarelor de până la 1 mA sunt limitați de rezistențele R6, R7 și nu pot fi măriți semnificativ, deoarece acest lucru poate afecta funcționarea declanșatorului. Astfel, curenții colectorului sunt, de asemenea, limitați, ceea ce, pe de o parte, determină puterea maximă de ieșire a convertorului și, pe de altă parte, îi asigură o anumită protecție împotriva scurt-circuit sub sarcină.

Dacă este necesar să creșteți puterea convertorului, este recomandabil să faceți comutatoarele tranzistorului acestuia conform circuitului prezentat în Fig. 2. În acest caz curent maximîn înfășurarea primară a transformatorului poate fi estimată ca Ii = =h21e VT3 (Upit - 1.4)/R8 și selectați rezistența R8 de valoarea corespunzătoare. Tranzistoarele utilizate în convertor trebuie să aibă cele mai mici valori posibile ale tensiunii de saturație Uke us, precum și cele mai potrivite pentru curentul maxim admisibil Ikmax și tensiunea Ukemax. Microcircuitul K176LE5 poate fi înlocuit cu un K561LE5, care va extinde gama de modificări ale tensiunii de alimentare de la 3 la 15 V.

Transformatorul convertor este calculat folosind metoda obișnuită [L]. Pentru a simplifica acest proces, puteți utiliza datele din tabel. Datele calculate pentru un număr de convertoare cu excitație independentă pe miezuri magnetice inelare din ferită 2000NM1 corespund unei frecvențe de 50 kHz.

Dimensiunea miezului magnetic

Mai întâi, determinați puterea totală Pr a transformatorului ca sumă a puterilor tuturor sarcinilor și a curentului de înfășurare primar Ii=Pg/(Ui*1,3). Apoi, folosind tabelul, selectați miezul magnetic care asigură transformatorului puterea totală (cu o marjă) și calculați numărul de spire ale înfășurării primare: Wi= w"Ui(1 - Uк/2), unde Uк este un coeficient luând în considerare imperfecțiunea transformatorului și diametrul fir de bobinare: d, =1,13*(rădăcina lui Ii/j).

Recomand să faceți înfășurarea primară în două fire, așezând spirele strâns pe miezul magnetic și, după numărul calculat de spire, continuați înfășurarea până la umplerea stratului. Apoi ar trebui să recalculați numărul de spire pe 1 V tensiune, ținând cont de cele deja înfășurate și, cu noua valoare a lui w, să calculați numărul de spire ale înfășurărilor secundare: Wi=w"Ui(1+Uк/2) , precum și diametrul firului (folosind o formulă similară celei de mai sus).

Roturile înfășurărilor secundare ale transformatorului trebuie, de asemenea, așezate uniform de-a lungul întregului perimetru al miezului magnetic. Această tehnică face posibilă reducerea inductanței de scurgere și garantează încă o dată nesaturarea circuitului magnetic în timpul funcționării, chiar dacă frecvența de conversie scade ușor.

Instalarea convertorului începe prin deconectarea mai întâi a sursei de tensiune de alimentare de la înfășurarea primară a transformatorului. Folosind un osciloscop, verificați prezența impulsurilor la ieșirile de declanșare și frecvența acestora. Apoi, transformatorul este alimentat și funcționarea convertorului este verificată la ralanti. După aceasta, puteți conecta sarcina echivalentă și vă asigurați că convertorul funcționează stabil la orice sarcină care nu depășește valoarea maximă admisă și, în același timp, tranzistorii săi funcționează în modul cheie - marginile semnalului de pe colectoare trebuie să fie abrupte și tensiunea pe tranzistorul deschis nu depășește valoarea de referință Ucanas.

LITERATURĂ
surse de alimentare REA. Director. Ed. . - M.: Radio și comunicare, 1985.

De la redactor. Pentru a reduce timpul de oprire al tranzistoarelor puternice (vezi fig. 2), joncțiunile emițătorului acestora ar trebui să fie șuntate cu rezistențe cu o rezistență de 100...510 ohmi.

Radio, N 7 1996

Convertoare de tensiune a condensatorului fără transformator

Orez. 1.1. Scheme elemente de bază convertoare fără transformator: 1 - oscilator principal; 2 - bloc amplificator tipic

Un convertor de tensiune fără transformator constă din două elemente tipice (Fig. 1.2): un oscilator principal 1 și un comutator de amplificator push-pull 2, precum și un multiplicator de tensiune (Fig. 1.1, 1.2). Convertorul funcționează la o frecvență de 400 Hz și oferă o tensiune de ieșire de 12,5 V

tensiune 22 V la curent de sarcină până la 100 mA (parametri element: R1=R4=390 Ohm, R2=R3=5,6 kOhm, C1=C2=0,47 μF). În blocul 1 se folosesc tranzistoarele KT603A - B; în blocul 2 - GT402V(G) și GT404V(G).

https://pandia.ru/text/78/004/images/image045_7.jpg" alt="Fără transformator" width="187" height="119 src=">!}

Circuite convertoare de tensiune bazate pe un bloc standard

Convertorul de tensiune, construit pe baza blocului standard descris mai sus (Fig. 1.1), poate fi utilizat pentru a obține tensiuni de ieșire de polarități diferite, așa cum se arată în Fig. 1.3.

Pentru prima opțiune, la ieșire sunt generate tensiuni de -1-10 B și -10 B; pentru al doilea - -1-20 B și -10 B când dispozitivul este alimentat de la o sursă de 12 B.

Pentru a alimenta tiratroni cu o tensiune de aproximativ 90 B, un circuit convertor de tensiune conform Fig. 1.4 cu oscilatorul principal 1 și parametrii elementului: R1=R4=1 kOhm,

R2=R3=10 kOhm, C1=C2=0,01 uF. Aici pot fi utilizați tranzistori de putere redusă pe scară largă. Multiplicatorul are un factor de multiplicare de 12 și cu tensiunea de alimentare disponibilă ne-am aștepta la o ieșire de aproximativ 200 V, dar în realitate din cauza pierderilor această tensiune este de doar 90 V, iar valoarea ei scade rapid odată cu creșterea curentului de sarcină.

https://pandia.ru/text/78/004/images/image047_6.jpg" alt="Transformerless" width="160" height="110 src=">!}

Orez. 1.5. Circuitul inversor de tensiune

Pentru a obține o tensiune de ieșire inversată, se poate folosi și un convertor bazat pe o unitate standard (Fig. 1.1). La ieșirea dispozitivului (Fig. 1.5), se generează o tensiune care este în semn opus tensiunii de alimentare. În valoare absolută, această tensiune este puțin mai mică decât tensiunea de alimentare, ceea ce se datorează căderii de tensiune (pierderii de tensiune) pe elementele semiconductoare. Cu cât tensiunea de alimentare a circuitului este mai mică și cu cât curentul de sarcină este mai mare, cu atât este mai mare această diferență.

Convertorul de tensiune (dublator) (Fig. 1.6) conține un oscilator principal 1 (1 în Fig. 1.1), două amplificatoare (Fig. 1.1) și un redresor în punte (VD1 -VD4).

Bloc 1: R1=R4=100 Ohm; R2=R3=10 kOhm; C1=C2=0,015 µF, tranzistori KT315.

Se știe că puterea transmisă de la circuitul primar la cel secundar este proporțională cu frecvența de funcționare a conversiei, prin urmare, odată cu creșterea acesteia, capacitatea condensatoarelor și, în consecință, dimensiunile și costul dispozitivului scad.

Acest convertor furnizează o tensiune de ieșire de 12 B (fără sarcină). Cu o rezistență de sarcină de 100 ohmi, tensiunea de ieșire scade la 11 B; la 50 Ohm - până la 10 B; și la 10 Ohm - până la 7 B.

https://pandia.ru/text/78/004/images/image049_5.jpg" alt="Transformerless" width="187" height="72 src=">!}

Circuit convertizor pentru obținerea tensiunilor de ieșire multipolare

Convertorul de tensiune (Fig. 1.7) vă permite să obțineți două tensiuni polarizate opus cu un punct mediu comun la ieșire. Astfel de tensiuni sunt adesea folosite pentru alimentarea amplificatoarelor operaționale. Tensiunile de ieșire sunt apropiate în valoare absolută de tensiunea de alimentare a dispozitivului și atunci când valoarea acestuia se modifică, se modifică simultan.

Tranzistor VT1 - KT315, diode VD1 și U02-D226.

Bloc 1: R1=R4=1,2 kOhm; R2=R3=22 kOhm; C1=C2=0,022 µF, tranzistori KT315.

Bloc 2: tranzistori GT402, GT404.

Impedanța de ieșire a dublatorului este de 10 ohmi. În modul inactiv, tensiunea totală de ieșire pe condensatoarele C1 și C2 este de 19,25 V cu un consum de curent de 33 mA. Când curentul de sarcină crește de la 100 la 200 mA, această tensiune scade de la 18,25 la 17,25 B.

Oscilatorul principal al convertorului de tensiune (Fig. 1.8) este realizat pe două elemente /SHO/7. O etapă de amplificare care utilizează tranzistoarele VT1 și VT2 este conectată la ieșirea sa. Tensiunea inversată la ieșirea dispozitivului, ținând cont de pierderile de conversie, este cu câteva procente (sau zeci de procente - cu o sursă de joasă tensiune) mai mică decât intrarea.

https://pandia.ru/text/78/004/images/image051_5.jpg" alt="Fără transformator" width="187" height="70 src=">!}

Circuit convertor de tensiune pentru generarea de tensiuni multipolare cu un oscilator principal bazat pe elemente CMOS

https://pandia.ru/text/78/004/images/image053_6.jpg" alt="Fără transformator" width="187" height="84 src=">!}

Orez. 1.11. Circuit convertor de tensiune pentru varicaps

MsoNormalTable">

https://pandia.ru/text/78/004/images/image056_5.jpg" alt="Transformerless" width="187" height="77 src=">!}

Diagrama unui convertor-invertor de tensiune cu un oscilator principal pe microcircuitul KR1006VI1

Caracteristicile convertizorului - invertor de tensiune (Fig. 1^14) sunt date în tabel. 1.2.

Următoarea figură prezintă un alt circuit convertor de tensiune bazat pe microcircuitul KR1006VI1 (Fig. 1.15). Frecvența de funcționare a oscilatorului principal este de 8 kHz. La ieșirea sa există un amplificator cu tranzistor și un redresor asamblate conform unui circuit de dublare a tensiunii. Cu o tensiune de alimentare de 12 B, ieșirea convertorului este de 20 B. Pierderile convertorului sunt cauzate de scăderea tensiunii pe diodele redresorului dublator de tensiune.

Tabelul 1.2. Caracteristicile convertor-invertor de tensiune (Fig. 1.14)

		Iconsumption, mA

https://pandia.ru/text/78/004/images/image058_6.jpg" alt="Fără transformator" width="187" height="100 src=">!}

Circuit de driver de tensiune cu polaritate negativă

https://pandia.ru/text/78/004/images/image060_6.jpg" alt="Fără transformator" width="187" height="184 src=">!}

Orez. 1.18. Schema unui convertor de polaritate precis pe două microcircuite K561LA7

În timpul funcționării convertorului, la ieșire se formează o tensiune de polaritate negativă, care cu o mare precizie, cu o sarcină de înaltă tensiune, repetă tensiunea de alimentare pe întregul interval de valori nominale ale tensiunii de alimentare (de la 3 la

Dependența capacității varicap \(C\) de tensiunea inversă aplicată \(U_(rev)\) este determinată aproximativ de relația:

\(C \aproximativ \cfrac(K)( (\left(U_(arr) + \varphi_k \right))^n ) \),

\(K\) este o valoare constantă în funcție de dimensiunile geometrice și proprietăți fizice tranziție ( constantă dielectrică material),

\(\varphi_к\) - diferența de potențial de tranziție de contact egală cu 0,8...0,09 V pentru varicaps din siliciu și 0,35...0,45 pentru cele cu germaniu;

\(n\) este un indicator în funcție de concentrația de impurități în tranziție, adică. pe tehnologia de fabricare a diodelor.

În cele mai comune varicaps în prezent \(n\)< 0,5. Valori mari găsite în diodele care au un coeficient de suprapunere a capacității crescut.

Circuitul echivalent al unui varicap atunci când funcționează în modul de polarizare inversă este prezentat în Fig. 3.6-52 (inductanța cablurilor și capacitatea carcasei nu sunt prezentate în diagramă).

Orez. 3,6-52. Circuit varicap echivalent

\(R_ш\) - rezistența la pierderea stratului de barieră,

\(R_п\) - rezistența la pierderea în serie a materialului semiconductor și a contactelor,

\(C_b\) - capacitatea de barieră a joncțiunii.

Factorul de calitate al unui varicap depinde de rezistența materialului și de rezistența la pierdere a stratului de barieră (rezistența la scurgere). Expresie generală pentru factorul de calitate varicap:

\(Q = \cfrac(\omega C R_ш)(\omega^2 C^2 R_п R_ш + 1) \)

ÎN caz general valorile \(R_п\) și \(R_ш\) depind și de frecvența semnalului. La frecvențe joase, pierderile predominante sunt pierderile de tranziție, care scad odată cu creșterea frecvenței, adică. Factorul de calitate al varicapului crește. La frecvențe înalte, pierderile din materialul semiconductor devin semnificative, iar factorul de calitate al varicapului scade. Frecvența la care factorul de calitate al varicapului are valoarea maximă:

\(f_0 = \cfrac(1)(2 \pi \sqrt(R_п R_ш))\)

În acest caz, expresia pentru factorul de calitate maximă este:

\(Q_(max) = \cfrac(1)(2) \sqrt(\cfrac(R_w)(R_p))\)

De obicei, varicaps sunt utilizate la frecvențe cu aproximativ un ordin de mărime mai mari decât \(f_0\) .

Factorul de calitate al unui varicap depinde în mod semnificativ de capacitatea joncțiunii, care, la rândul său, depinde de mărimea tensiunii aplicate. Ca urmare, cu o creștere a acestei tensiuni, factorul de calitate al varicapului crește. Limita superioară a tensiunii de control este tensiunea inversă maximă admisă a joncțiunii, iar limita inferioară este determinată de momentul deschiderii joncțiunii. Pentru ca joncțiunea să rămână polarizat invers tot timpul, valoarea minimă a tensiunii de control în cazul limită nu trebuie să fie mai mică decât amplitudinea tensiunii alternative a semnalului RF pe circuitul reglabil. În plus, minimul acceptabil tensiune de control este determinată de cantitatea de distorsiune admisă a formei curbei rezonante a circuitului. Dacă amplitudinea semnalului este proporțională cu valoarea tensiunii de control, capacitatea medie a varicapului nu va fi egală cu capacitatea măsurată cu un semnal mic, deoarece capacitatea se va schimba mai mult în timpul unei jumătăți de ciclu a semnalului RF decât peste celălalt (Fig. 3.6-53). Prin urmare, pe măsură ce amplitudinea semnalului crește, circuitul devine detonat și factorul său de calitate scade.

Orez. 3,6-53. Distorsiunea unui semnal puternic la o tensiune de control scăzută

Deoarece, după cum se arată mai sus, factorul de calitate al varicapului crește odată cu creșterea tensiunii de control, este recomandabil să alegeți cele mai mari valori posibile ale tensiunilor de control. Cu toate acestea, odată cu creșterea tensiunii de control, panta caracteristicii capacității-tensiune a varicapului scade, adică. la valori mari ale tensiunilor de control, este necesară o gamă mai mare de modificări ale tensiunii de control pentru a acoperi un anumit domeniu de frecvență. Coeficientul de suprapunere al intervalului de frecvență de funcționare este redus și mai mult datorită prezenței capacității proprii a bobinei buclei și a altor condensatoare conectate în paralel cu bucla (pentru reglare, pentru a compensa împrăștierea parametrilor buclei etc.).

Scheme posibile pentru includerea unui varicap în circuit (fără circuite de polarizare de-a lungul DC) sunt prezentate în fig. 3,6-54. Când este necesar să se asigure acoperirea unui interval de frecvență dat cu intervalul minim posibil de tensiuni de control, un varicap este inclus în circuit conform diagramei din Fig. 3,6-54a. Coeficientul de suprapunere necesar al intervalului de frecvență de funcționare se realizează prin selectarea adecvată a capacității \(C_0\) și a capacităților \(C_(min)\) și \(C_(max)\) ale varicapului, determinate de tip de varicap și intervalul de modificare a tensiunii de control pe acesta. Cu cât valoarea lui \(C_0\) este mai mică, cu atât se poate obține o suprapunere mai mare a frecvenței pentru un anumit domeniu de tensiuni de control (o scădere a \(C_0\) este de obicei posibilă numai până la o anumită limită, deoarece în acest caz, în pentru a menține frecvența de rezonanță a circuitului la același nivel, este necesar să se schimbe inductanța datelor de înfășurare inclusă în circuit, care își mărește propria capacitate și afectează factorul de calitate general al circuitului).

Orez. 3,6-54. Scheme pentru conectarea unui varicap la un circuit

În unele cazuri, atunci când se utilizează varicaps pentru a reconstrui circuitele, un factor important este asigurarea unui factor de calitate ridicat al circuitelor selective. În același timp, pentru a reduce influența pierderilor în varicap, ponderea capacității varicap în capacitatea totală este redusă artificial prin introducerea de condensatoare suplimentare de capacitate constantă (\(C1\) în Fig. 3.6-54b) cu capacitate scăzută. pierderi. Cu toate acestea, pentru a menține același coeficient de suprapunere a frecvenței, este necesar să se extindă limitele de modificare a tensiunii de control a varicapului și să se intre în regiunea factorilor de calitate inferioară a varicapului în sine, astfel încât o creștere a factorului de calitate a selectivului. circuitul este posibil numai pentru anumite rapoarte între capacitățile varicapului și condensatorii suplimentari. Cel mai mare câștig în factorul de calitate la capătul inferior al intervalului de frecvență este obținut prin reducerea valorilor capacității condensatoarelor circuitului în toate modurile posibile.

Atunci când proiectați circuite cu varicaps, trebuie avut în vedere faptul că atunci când temperatura se schimbă mediu Capacitatea (și factorul de calitate) varicaps se modifică. Acest lucru se datorează modificărilor diferenței de potențial de contact și constantei dielectrice a materialului semiconductor utilizat. Modificarea capacității are loc în direcția creșterii capacității totale cu creșterea temperaturii, adică. coeficientul de temperatură al capacității varicap (\(\alpha_C\)) este pozitiv și depinde de mărimea tensiunii de control aplicată.

Modificarea diferenței de potențial de contact cu schimbările de temperatură este aproape liniară pe întregul interval de temperatură de funcționare a varicapului (scade cu aproximativ 2,3 mV cu o creștere a temperaturii cu 1 °C). La valori scăzute ale tensiunilor de control, diferența de potențial de contact este destul de mare în comparație cu tensiunea totală de polarizare la joncțiune, ceea ce duce la o schimbare semnificativă a capacității varicapului cu fluctuațiile de temperatură. Pe măsură ce tensiunea de control crește, modificările capacității devin mai puțin semnificative. Pentru varicaps din siliciu în domeniul tensiunii de control 2...10 V, valoarea lui \(\alpha_C\) este aproximativ invers proporțională cu valoarea tensiunii de control.

Pentru tensiuni de control mai mari de 15...20 V, valoarea lui \(\alpha_C\) este aproape independentă de tensiunea aplicată și este determinată de dependența de temperatură a constantei dielectrice a materialului de joncțiune, care rămâne constantă pe întreaga durată. intervalul de modificări ale tensiunii de control.

Deoarece modificarea capacității unui varicap sub influența temperaturii ambientale are loc din cauza a doi factori neînrudiți, se obține o compensare mai bună a temperaturii dacă se asigură o compensare separată pentru ambele efecte.

În funcție de gama selectată de tensiuni de comandă și de cerințele de precizie a compensării \(\alpha_C\), în circuit pot fi introduse diferite elemente care compensează efectul temperaturii fie asupra modificării diferenței de potențial de contact, fie asupra modificarea constantei dielectrice a materialului de tranziție semiconductor sau, în același timp, altele. Metode simple compensarea temperaturii atunci când condensatorii negativi sunt incluși în circuit coeficient de temperatură capacitățile pot fi utilizate numai în circuite cu limite mici pentru modificarea tensiunilor de control (nu mai mult de 1,5...2 ori).

Pentru a compensa modificările diferenței de potențial de contact, este suficient să adăugați o sursă suplimentară de tensiune de control (tensiune de corecție), conectând-o în serie cu sursa principală. O astfel de tensiune de corecție ar trebui să aibă polaritatea opusă și nu ar trebui să depindă de valoarea tensiunii principale de control, ci să depindă de temperatură în același mod ca și valoarea diferenței de potențial de contact a varicapului. Caracteristica necesară poate fi obținută dintr-o diodă de siliciu cu polarizare directă. În fig. 3.6-55 prezintă un circuit care asigură compensarea schimbărilor de temperatură în diferența de potențial de contact a unui varicap folosind o diodă de siliciu la care se aplică o tensiune de polarizare directă.

Orez. 3,6-55. Circuit de compensare pentru schimbările de temperatură în diferența de potențial de contact a unui varicap folosind o diodă polarizată direct

Curentul de polarizare a diodei \(VD2\) în circuitul din Fig. 3.6-55 ar trebui să fie alese suficient de mare pentru ca influența curent invers varicap (valori de ordinul 50...100 mA pot fi considerate destul de suficiente pentru majoritatea aplicațiilor acestui circuit; acestea oferă o compensare acceptabilă până la 150 °C). Dioda de compensare trebuie să fie la aceeași temperatură cu varicap, iar tensiunea de control trebuie să fie mai mare decât tensiunea care scade pe dioda \(VD2\).

Pentru a compensa modificările constantei dielectrice a materialului de tranziție de la temperatură, în circuitul de putere al varicapului este introdusă o rezistență termică cu un coeficient de temperatură negativ. O astfel de schemă de compensare este prezentată în Fig. 3,6-56. modificarea rezistenței termistorului trebuie să fie astfel încât să asigure modificarea necesară a tensiunii la potențiometrul de reglare. Dacă este necesar să se introducă o compensare mai precisă a temperaturii, se folosesc ambele metode luate în considerare.

Orez. 3,6-56. Circuit de compensare pentru schimbările de temperatură ale constantei dielectrice a materialului semiconductor al joncțiunii varicap folosind un termistor

O sursă suplimentară de instabilitate a temperaturii este curentul invers al varicapului, care pentru diodele de siliciu la temperatura normală a camerei este de aproximativ 0,01 μA. Crește semnificativ odată cu creșterea temperaturii. Pentru a furniza tensiune de control varicap, acestea pot fi utilizate secvenţial(Fig. 3.6-57a) și paralel(Fig. 3.6-57b) scheme. Influența curentului invers este posibilă numai în circuitul din Fig. 3,6-57b.

Orez. 3,6-57. Circuite seriale (a) și paralele (b) pentru alimentarea cu tensiune de comandă la un varicap

O schimbare de temperatură a curentului invers al varicapului poate provoca o modificare a căderii de tensiune la orice rezistență conectată în serie între varicap și sursa de alimentare, ducând la o modificare a tensiunii de polarizare a diodei, o modificare a capacității acesteia și o detonare a circuitul. Astfel, prezența curentului invers varicap limitează rezistența maximă admisă în circuitul de alimentare cu tensiune de comandă într-un circuit de alimentare paralel. Prin urmare, pentru a alimenta varicaps, ar trebui folosite surse de tensiune de control cu ​​cea mai mică rezistență internă posibilă (valori de ordinul 1...10 kOhm sunt considerate acceptabile), iar bobinele RF trebuie folosite pentru a decupla circuitele de alimentare în loc de serie. rezistențe.

După cum sa menționat deja, un circuit reglabil de un varicap, la valori mici ale tensiunii de control și niveluri ridicate ale semnalului recepționat, are dezavantaje, care sunt exprimate în modificarea capacității diodei în timp cu modificarea tensiunii alternative. și în schimbarea valorii medii a capacității datorită faptului că semiundele pozitive și negative provoacă modificări diferite ale valorii instantanee a capacității. Datorită modificării valorii capacității instantanee, tensiunea alternativă RF este foarte distorsionată. În plus, din cauza modificărilor valorii medii a capacității, stabilitatea reglajului circuitului se deteriorează. Efectele neliniare într-un circuit varicap încep din momentul în care tensiunea AC aplicată atinge aproximativ 1/3 din tensiunea de control DC.

Performanța unui circuit varicap poate fi îmbunătățită semnificativ prin utilizarea a două varicap conectate conform curent alternativ secvenţial în antifază, iar pentru curent continuu - în paralel (Fig. 3.6-58). În acest caz, fiecare varicap reprezintă doar jumătate din valoarea tensiunii alternative totale a semnalului, adică. raportul tensiunilor DC și AC de pe varicap este îmbunătățit de două ori, iar datorită conexiunii anti-fază, modificări minore și direcționate opus ale capacității instantanee se compensează reciproc (adică, valoarea instantanee a capacității totale a circuitului). rămâne practic constantă).

Orez. 3,6-58. Conexiune spate în spate a varicaps, compensând distorsiunile neliniare ale semnalului RF din circuit

Este evident că cele utilizate în circuitul din Fig. Varicaps 3.6-58 ar trebui să aibă cele mai asemănătoare caracteristici de capacitate-tensiune. Pentru utilizare în astfel de cazuri, varicaps sunt produse special selectate în perechi (trei, patru, etc.), precum și matrice varicap, în care mai multe varicaps cu aceleași caracteristici sunt asamblate într-o singură carcasă. În plus față de contraconectarea într-un circuit, astfel de dispozitive sunt utilizate acolo unde este necesar să se asigure un control identic al mai multor circuite conjugate.

În plus față de metodele discutate mai sus pentru utilizarea varicaps pentru a regla circuitele rezonante, aceste diode pot fi utilizate și pentru alte ajustări efectuate prin schimbarea capacității. Un exemplu este utilizarea varicaps pentru a regla lățimea de bandă a unei căi frecventa intermediara. O astfel de reglare poate fi efectuată fie prin schimbarea mecanică a conexiunii dintre circuite, fie prin comutarea capacităților de comunicație. Pentru a regla lățimea de bandă folosind varicaps, acestea pot fi incluse ca o capacitate de cuplare între două circuite de filtru trece-bandă (Fig. 3.6-59).

Orez. 3,6-59. Utilizarea unui varicap pentru a regla lățimea de bandă a unui filtru trece-bandă

Într-un astfel de circuit, când se modifică tensiunea de control pe varicap, lățimea de bandă a filtrului se poate modifica de 2...3 ori. Cu toate acestea, împreună cu o modificare a lățimii de bandă, va avea loc și o anumită schimbare a frecvenței medii atunci când tensiunea de control se schimbă. Acest dezavantaj poate fi redus prin utilizarea mai multor varicaps. În fig. 3.6-60 prezintă o diagramă cu două varicaps. Aici, varicap \(VD2\) asigură o modificare a lățimii de bandă prin modificarea conexiunii dintre circuite, iar deplasarea nedorită a frecvenței medii către frecvențe mai mici este compensată prin restructurarea primului circuit cu varicap \(VD1\). Extinderea lățimii de bandă într-un astfel de circuit este mai mare decât într-un circuit cu o diodă la aceleași tensiuni de control, iar offset-ul frecvenței medii de reglare este mult mai mic.

Orez. 3,6-60. Reglarea lățimii de bandă a unui filtru de trecere de bandă folosind două varicaps

Pentru o compensare și mai precisă a derivei de frecvență medie, pot fi utilizate trei varicaps, de ex. în mod similar cu \(VD1\) în primul circuit, includeți un varicap în al doilea circuit.

Din păcate, atunci când un semnal RF trece printr-un varicap conectat în serie, forma acestuia este distorsionată semnificativ. Prin urmare, sistemele de înaltă calitate folosesc de obicei mai mult circuite complexe filtre reglabile, în care mai multe varicap conectate în contra și antifază efectuează controlul conjugat al mai multor circuite.

Deoarece reducerea capacității condensatorului este inacceptabilă din cauza ondulației crescute, s-a decis înlocuirea convertorului cu un stabilizator cu un dispozitiv în care tensiunea de ieșire este menținută constantă negativă. feedback(OOS), care controlează funcționarea autogeneratorului.

Schema schematică a noului convertor de tensiune este prezentată în figură. Circuitul de feedback controlat este format din tranzistoare cu efect de câmp VT3 (regulator de tensiune de polarizare), VT4 (amplificator), VT5 (generator de curent). Dispozitivul funcționează după cum urmează. În momentul în care alimentarea este pornită, când nu există tensiune la ieșirea convertorului, tranzistoarele VT4. VT5 sunt dezactivate. După pornirea generatorului folosind tranzistoare VTI. VT2 apare la ieșirea convertorului tensiune constantă iar curentul circulă prin circuitul RЗVT5R4R5).

Pe măsură ce tensiunea de ieșire crește, aceasta crește până când atinge o anumită limită, în funcție de rezistența rezistenței R3.

O creștere suplimentară a tensiunii de ieșire a convertorului este însoțită de o creștere a tensiunii în secțiunea sursă-poartă a tranzistorului VT4, iar atunci când devine mai mare decât tensiunea de tăiere, tranzistorul VT4 se deschide. Pe măsură ce tensiunea la rezistorul R2 crește, tranzistorul VT3 începe să se închidă și tensiunea de polarizare la bazele tranzistoarelor VTI începe să se închidă. VT2 scade. Ca urmare, creșterea tensiunii de ieșire se oprește și se stabilizează.

Când bateria se descarcă sau sarcina crește, tensiunea de ieșire a convertorului scade ușor, dar după aceasta tensiunea de polarizare a tranzistorilor oscilatorului crește și valoarea inițială a tensiunii de ieșire este restabilită. După cum a arătat testul, atunci când tensiunea de alimentare este redusă de la 4,5 la 1,5 V, tensiunea de ieșire rămâne practic neschimbată, iar atunci când crește la 10 V, crește cu doar 0,2 V.

Deoarece în dispozitivul descris tranzistoarele cu efect de câmp funcționează în modul microcurent, iar auto-oscilatorul folosește tranzistori de frecvență medie KT201V, curentul consumat de convertor a fost redus de la 32 la 5 mA. Impedanța de ieșire a convertorului este de 160 ohmi (cel anterior a fost de 5 kOhmi). timpul de stabilire a tensiunii de ieșire 0,1 s.

Pentru fabricarea convertorului, au fost utilizate parțial părți ale vechiului dispozitiv: un transformator auto-oscilator, condensatori cu o capacitate de 100 și 5 microfaradi, un rezistor de 27 Ohm și diode D223B, precum și un ecran de aluminiu cu forma de oscilație; auto-oscilatorul este totuși aproape de un meandre aranjare rațională piesele de pe placa de circuit imprimat și ecranarea convertorului au făcut posibilă eliminarea aproape completă a interferențelor.

Configurarea dispozitivului presupune verificarea funcționalității autogeneratorului și setarea tensiunii de ieșire necesare, mai întâi prin selectarea rezistenței R3 (aproximativ), apoi prin reglarea rezistenței R4 (cu exactitate).

Acest convertor de tensiune economic pentru alimentarea varicaps poate fi utilizat în orice alt receptor cu tranzistor.