Cum să configurați filtrul de cristal al unui transceiver. Filtru simplu și ieftin pentru SSB

La verificarea și configurarea căilor IF cu filtre de cuarț sau filtre individuale de cuarț, majoritatea radioamatorilor au o problemă de unde să obțină un semnal de testare. Nu este întotdeauna posibilă măsurarea indirectă a parametrilor folosind mixere receptor. Nu toate de precizie disponibile și relativ ieftină, generatoarele de măsurare multifuncționale acoperă domeniul de frecvență de 30...90 MHz, sau stabilitatea generatoarelor RF convenționale (cu funcție GFC) nu va permite măsurarea și ajustarea precisă a caracteristicilor filtrelor de cuarț. . Dar, de cele mai multe ori, un astfel de echipament pur și simplu nu este disponibil și este nerezonabil să cumpărați un generator scump doar pentru această lucrare.

Acest articol descrie un oscilator controlat prin tensiune (VCO) cu două canale cu un interval de reglaj mic (mai multe zeci de kiloherți), o frecvență centrală de 2...90 MHz, o impedanță de ieșire de 50 ohmi și un semnal de ieșire cu un vârf. -până la vârf de 100...300 mV. Dispozitivul este proiectat să funcționeze ca parte a unui contor de răspuns în frecvență în loc de un contor de răspuns în frecvență și poate funcționa, de asemenea, împreună cu un alt generator de semnal dinți de ferăstrău.

Pentru a obține o funcționare stabilă a VCO, au fost utilizate rezonatoare ceramice ieftine și accesibile ca elemente de setare a frecvenței pentru frecvențe de 2...12 MHz și multiplicarea ulterioară a frecvenței. Desigur, o bază de elemente moderne ar face posibilă rezolvarea aceleiași probleme folosind generatoare DDS sau generatoare cu PLL (cu un microcontroler și software corespunzător), dar apoi complexitatea unui astfel de dispozitiv ar depăși complexitatea echipamentului testat. Prin urmare, scopul a fost acela de a crea un generator simplu folosind elementele disponibile și nu trebuie să se ocupe de fabricarea inductoarelor și, de asemenea, de a configura dispozitivul folosind instrumente de măsurare simple.

Dispozitivul este împărțit în unități funcționale separate care pot fi montate sau nu, în funcție de nevoile proprietarului. De exemplu, dacă aveți un generator DDS multifuncțional, atunci nu puteți asambla generatoarele și utilizați doar multiplicatori de frecvență și filtrul principal pentru a ajunge la frecvența finală. Pentru a evita funcționarea instabilă, recomand să folosiți exclusiv microcircuite CMOS din seria 74ACxx în partea de înaltă frecvență.

Placa dispozitivului (Fig. 1) cu dimensiunile de 100x160 mm este proiectată astfel încât să poată fi realizată cu o singură față (partea superioară pe care sunt amplasate toate elementele, cu excepția jumperilor de sârmă) sau cu două fețe dacă plănuiți pentru a utiliza dispozitivul la frecvențe de peste 25 MHz. Numerotarea elementelor de pe schema de circuit și de pe placă începe cu numărul atribuit nodului în care sunt incluse. În fig. Figura 2 arată instalarea elementelor pe o versiune unilaterală a plăcii. În acest caz, pinii microcircuitului din pachetul DIP sunt lipiți din partea conductorilor imprimați, ceea ce necesită o îngrijire specială.

Orez. 1. Dimensiuni placa dispozitiv 100x160 mm

Orez. 2. Instalarea elementelor pe o versiune unilaterală a plăcii

Rezonatoarele ceramice au o bună stabilitate a frecvenței pe termen scurt, ceea ce face posibilă utilizarea semnalului lor pentru a configura filtre de cuarț și pentru a măsura în mod fiabil pantele abrupte. Intervalul de interrezonanță al unor astfel de rezonatoare este cu un ordin de mărime mai mare decât cel al celor din cuarț. Pot fi trase in frecventa cu +0,3...-2% din valoarea nominala fara probleme. În tabel Figura 1 prezintă principalii parametri ai rezonatoarelor piezoceramice achiziționate în 2015 în Rusia și domeniul lor de reglare a frecvenței pentru cazul construirii unui generator pe baza elementelor logice ale microcircuitului 74AC86.

Tabelul 1

Rezonator tip 1)

Frecvența nominală, MHz

Numărul de pini

Frecvența minimă 2), MHz

Frecvența maximă 3), MHz

1) P - rezonatoare din seria ZTA, PC - rezonatoare din seria ZTT (cu condensatoare încorporate), D - discriminator (pentru utilizarea în detectoare FM). 2) Cu doi condensatori de 280 pF. 3) Cu doi condensatori de 20 pF.

Rezonatoarele ceramice pentru frecvențe mai mari (mai mult de 13 MHz) sunt fabricate în mod evident folosind o tehnologie diferită, iar intervalul lor de reglare a frecvenței este foarte mic. Rezonatoarele din seria ZTT au condensatoare încorporate și, prin urmare, este mult mai dificil să le reglați în frecvență și nu este întotdeauna posibil să obțineți frecvența nominală.

În tabel Figura 2 prezintă cele mai comune valori ale frecvenței IF în diferite dispozitive de recepție radio (RPU) și transceiver, precum și opțiuni pentru generarea acestor frecvențe folosind rezonatoare ceramice. Analiza coeficienților de înmulțire sau împărțire necesari va dezvălui necesitatea de a folosi înmulțirea cu doi pentru a extinde numărul opțiuni posibileși asigurarea calității semnalului.

Tabelul 2

IF, MHz

Aplicația principală

Frecvența generatorului, MHz

Opțiunea 1

Opțiunea 2

Opțiunea 3

Opțiunea 4

Transceiver de casă

Transceiver de casă

Transceiver de casă

Transceiver de casă

Transceiver de casă

Transceiver de casă

Standard

Transceiver IC R-75

Transceiver CB

Standard

RPU civilă

Standard

Transceiver YAESU

Transceiver

Unități de control de uz casnic

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Unități de control de uz casnic

Transceiver ICOM

RPU Brigantine

Transceiver

Transceiver

Transceiver IC R-75

Transceiver

RPU EKD(PIB)

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Transceiver

Unități de control radio de casă

Pentru a înțelege funcționarea multiplicatorilor de frecvență propuși, voi da pe scurt parametri importanti spectre ale semnalelor de ieșire ale elementelor logice CMOS din seria 74AC. Aceste elemente de mare viteză funcționează la o tensiune de alimentare de 2...6 V, iar fără sarcină capacitivă, timpul minim de creștere a impulsurilor de ieșire este de 1 ns, ceea ce permite obținerea unor componente spectrale semnificative până la o frecvență de 250 MHz. În același timp, rezistența de ieșire a elementelor este de aproximativ 25 ohmi, ceea ce face mai ușor obținerea de energie semnificativă din componentele armonice superioare. Caracteristica de transfer a elementelor logice din această serie este simetrică, iar treapta de ieșire are aceeași capacitate de sarcină și viteză de comutare pentru curentul de scurgere și de scufundare. Astfel, semnalul de ieșire al elementelor logice și flip-flop-urilor din seria 74ACxx până la frecvențe de 30 MHz poate fi considerat ideal, iar toate legile matematicii legate de spectrele semnalelor pulsate pot fi aplicate în practică cu mare precizie.

Un semnal dreptunghiular cu aceeași durată a impulsului t și pauză t p este așa-numita undă pătrată (factor de sarcină Q = T/t și = 2, unde T este perioada de repetare a impulsului T = t și +t p, dar uneori termenul „ duty cycle”, se folosește ciclul de lucru invers K = 1/Q), conține în spectru, pe lângă prima armonică (F 1 = 1/T - frecvența fundamentală), și armonici impare (2n+ 1)F 1, unde n = 1, 2, 3.... În practică, suprimarea armonicilor pare poate ajunge la 40 dB fără utilizarea unor măsuri speciale, iar pentru a obține o suprimare de până la 60 dB, este necesar să se asigure stabilitatea pe termen lung a parametrilor elementelor folosind OOS și cu ajustare suplimentară atentă.

Experiența a arătat că divizoarele de frecvență în două (flip-flops D și JK flip-flops din seria 74ACxx, precum și divizorul de frecvență 74AC4040) la frecvențe de până la 4 MHz asigură o astfel de suprimare de până la 60 dB. La o frecvență de ieșire de 30 MHz scade la 30 dB, iar la frecvențe de peste 100 MHz nu există o suprimare pronunțată a armonicilor pare.

Unda pătrată are, prin urmare, o importanță deosebită în multiplicatorii de frecvență datorită purității relative a spectrului, care simplifică filtrele ulterioare. Din acest motiv, dispozitivul propus oferă elemente pentru reglarea simetriei semnalului. Caracteristicile de ieșire aproape ideale ale elementelor din seria 74ACxx permit, fără utilizarea unui analizor de spectru care utilizează elemente de reglare, să se obțină forma dorită a semnalului prin măsurarea tensiunii medii DC la ieșire. Suprimarea armonicilor pare de până la 40...50 dB la frecvențe de până la 20 MHz se realizează fără probleme.

Ciclul de funcționare (factorul de funcționare) al semnalului de ieșire poate fi măsurat folosind un multimetru digital în modul de măsurare tensiune DC(intrare R ≥ 10 MOhm), fără modificarea limitei de măsurare (Fig. 3). În primul rând, multimetrul este calibrat; pentru aceasta, este conectat printr-un rezistor cu o rezistență de 33...100 kOhm la liniile de alimentare (direct la bornele corespunzătoare ale microcircuitului). Deoarece rezistența de intrare a multimetrului este de 10 MOhm, citirile sale (Uk) vor fi cu 0,3...1% mai mici decât tensiunea de alimentare. Rezistorul, împreună cu toate capacitățile firelor și intrarea multimetrului, formează un filtru trece-jos pentru semnalul de înaltă frecvență. Dacă există un semnal de impuls cu Q = 2 la ieșirea elementului logic, multimetrul va afișa U out = 0,5U k. Figura 4 prezintă spectrul semnalului la ieșirea generatorului microcircuitului 74AC86 fără măsuri speciale de echilibrare, suprimarea celei de-a doua armonice în raport cu prima este de aproximativ 36 dB; Acest lucru nu este foarte bun pentru a lucra cu multiplicatori de frecvență.

Orez. 3. Măsurarea ciclului de lucru (factor de sarcină) al semnalului de ieșire

Orez. 4. Spectrul semnalului la ieșirea generatorului a microcircuitului 74AC86

Dacă simetria semnalului de ieșire este întreruptă, alte componente spectrale pot fi suprimate. De exemplu, când Q = 3 (Fig. 5), armonicile care sunt multipli de trei sunt suprimate în semnalul de ieșire (Fig. 6). Stabilirea unui astfel de mod se realizează și cu un multimetru, dar trebuie doar să obțineți tensiunea medie U = 0,333U k (sau 0,666U k). Această opțiune este deosebit de interesantă dacă trebuie să înmulțiți cu doi sau patru. La armonici mai mari, costul filtrelor face deja dificilă aplicarea practică a acestei opțiuni.

Orez. 5. Spectrul de semnal

Orez. 6. Spectrul de semnal

Astfel, unda pătrată este ideală pentru obținerea armonicilor impare ale semnalului, până la a șaptea. Cele superioare sunt deja foarte atenuate, iar extracția lor ar necesita filtre și amplificatoare complexe. A doua și a patra armonică se obțin cel mai bine cu un ciclu de lucru al semnalului de ieșire Q = 3. Dacă toate armonicile apropiate sunt necesare în spectru, trebuie să setați Q = 2,41 (K = 41,5%).

Aici urmează nota importanta. Uneori se întâmplă ca interferența de la oscilatorul local sau propriul sistem PLL al microcontrolerului să „rătăcească” în receptor. Selectând cu îndemânare ciclul de lucru al semnalului de ceas, puteți suprima unele dintre armonicile interferente. Dar, în general, fondul general al armonicilor din semnalul de ceas poate fi redus dacă, implicit, ciclul său de lucru este setat exact la Q = 2.

Dispozitivul propus utilizează în principal elemente logice CMOS care funcționează în mod liniar. Pentru aceasta, se folosește modul invertor (dacă elementul este cu două intrări, a doua intrare este conectată la un fir comun sau linie de alimentare) și se introduce OOS conform DC(Fig. 7) pentru a menține punctul de operare la mijlocul caracteristicii de transfer. Rezistorul R3 oferă OOS, iar cu ajutorul rezistențelor R1 și R2 puteți schimba poziția punctului de operare pe caracteristica de transfer. Acest circuit vă permite, de asemenea, să echilibrați elementele logice ale seriei 74xCTxx, care au un prag de comutare de aproximativ 1,2 V (cu o tensiune de alimentare de 3,3 V). Criteriul pentru setarea corectă este setarea tensiunii de ieșire la 50% din alimentare. Rezistența rezistenței R2 este aleasă cât mai mare posibil, astfel încât să aibă o influență mai mică asupra circuitelor semnalului de intrare.

Orez. 7. Diagrama dispozitivului

Panta caracteristicii de transfer corespunde unui câștig de tensiune de 30...40 dB. Prin urmare, un semnal de intrare cu o tensiune de câteva zeci de milivolți duce deja la o modificare a ieșirii de la zero la maxim. Pentru a reduce zgomotul la trecerea de la o stare la alta, la intrare trebuie furnizată o anumită rată de variare a semnalului (pentru seria 74ACxx - aproximativ 125 mV/ns). În acest caz, există o frecvență limită inferioară la care zgomotul de interferență sau autoexcitarea nu are loc în timpul trecerii prin secțiunea activă a caracteristicii.

Dacă un circuit LC paralel este activat la intrarea porții logice, semnalele de intrare cu frecvență mai mică pot fi furnizate fără a provoca zgomot. Cu o tensiune de alimentare de 3,3 V la o frecvență de 3 MHz, variația minimă de tensiune este de 0,5...1 V. Pentru a funcționa la frecvențe mai mici, este necesar să se utilizeze elemente logice din seria 74HCxx, MM74Cxx, 40xx.

Pe baza elementului EXCLUSIV SAU (cip 74AC86), puteți face cu ușurință un multiplicator de frecvență cu doi dacă semnalul este aplicat direct la o intrare, la cealaltă intrare printr-o linie de întârziere bazată pe un circuit RC (Fig. 8). Dacă constanta de timp a circuitului RC (τ) este semnificativ mai mică decât perioada de repetare a impulsurilor T, vom obține impulsuri scurte la ieșire cu fiecare scădere a tensiunii de intrare, adică numărul de impulsuri (și, prin urmare, frecvența lor) s-a dublat. Odată cu creșterea întârzierii (constanta de timp a circuitului RC) pe condensatorul C1, semnalul devine triunghiular și amplitudinea acestuia scade, astfel încât precizia de comutare scade și calitatea semnalului se deteriorează - fronturile „plutesc” cu zgomot. Un astfel de multiplicator funcționează stabil la τ

Orez. 8. Multiplicator de frecventa

Spectrul semnalului de ieșire va fi și mai curat în cazul Q = 3 (Fig. 9). În acest caz, multiplicatorul va „da” armonici la ieșire la frecvențele 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 etc.). Numai armonicile de la 2F 1 și 4F 1 sunt de importanță practică, iar suprimarea armonicilor cu frecvențele F 1, 3F 1, 5F 1 și 6F 1 ajută. Cu această setare, ieșirea ar trebui să fie U out = 0,333U k.

Orez. 9. Spectrul de ieșire

Orez. 10. Spectrul de semnal

Diagrama bloc generatorul de măsurare este prezentat în Fig. 11. Circuitul oferă două generatoare (G1, G2) de același design pentru a extinde funcționalitatea dispozitivului. După ele, înmulțirea frecvenței intermediare are loc în multiplicatorul-divizor de frecvență U1 sau multiplicatorul de frecvență U2. Factorul de multiplicare este unul, doi, trei sau patru. În plus, în multiplicatorul-divizor de frecvență U1, frecvența semnalului poate fi împărțită la două sau patru înainte de înmulțire. În mixer, la ieșirea elementului DD1 și după filtrul trece-jos Z3 (frecvența de tăiere - 100 kHz), se generează un semnal la frecvența F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 |. Mixerul funcționează și pe armonici.

Orez. 11. Schema bloc a generatorului de măsurare

Modulatorul conține elementele DD2, DD3, Z1 și Z2, acestea formând ciclul de lucru necesar al semnalului pentru ultima etapă de multiplicare. Cu ciclu de lucru Q = 2, elementele Z1 și Z2 nu sunt necesare. DD4 și DD5 funcționează ca amplificatoare tampon, în plus, pot fi modulate în impuls.

Generatorul G3 generează impulsuri scurte pentru a simula zgomotul de impuls, este activat nivel înalt Semnal SPON. Dacă frecvența acestuia este redusă de 100...1000 de ori (prin creșterea capacității condensatoarelor corespunzătoare), dinamica AGC sau supresor de zgomot poate fi ajustată în RPU.

Folosind filtrele Z4 și Z5, armonica dorită este izolată, iar amplificatoarele A2 și A3 dau semnalelor nivelul necesar. La ieșirea GEN-3, puteți crea un semnal combinat folosind jumperii S1 și S2.

Unitatea de alimentare (PSU) furnizează o tensiune de 3,3 V componentelor dispozitivului și există, de asemenea, o tensiune de ieșire de +3,9 V pentru alimentarea echipamentelor de putere redusă testate (radiouri TECSUN, DEGEN etc.). a sursei de alimentare poate fi alimentată cu tensiune de +5 V de la portul USB sau încărcător telefon mobil, precum și de la un nestabilizat bloc de rețea sursa de alimentare cu o tensiune de iesire de 5...15 V. Curentul consumat de aparat depinde de frecventa generatoarelor si nu depaseste 70 mA atunci cand este complet echipat.

Următoarea parte a articolului va oferi o descriere detaliată a circuitului dispozitivului și câteva exemple specifice ale configurației sale pentru funcționarea pe IF întâlnite frecvent în unitățile de control radio amator.

La implementarea filtrelor de frecvență, este necesar să se țină cont de specificul aplicării acestora. Am discutat deja mai devreme că filtrele active (cel mai adesea) sunt convenabile de utilizat pentru implementarea filtrelor relativ jos. Este convenabil de utilizat în intervalul de frecvență de la sute de kiloherți la sute de megaherți. Aceste implementări de filtre sunt destul de convenabile de fabricat și, în unele cazuri, pot fi reglate în frecvență. Cu toate acestea, au o stabilitate scăzută a parametrilor.

Valoarea rezistenței rezistențelor din filtru nu este constantă. Se schimbă în funcție de temperatură, umiditate sau când elementele îmbătrânesc. Același lucru se poate spune despre valoarea capacității condensatorului. Ca urmare, frecvențele de reglare ale polilor filtrului și factorii lor de calitate se modifică. Dacă există zerouri de amplificare a filtrului, atunci se schimbă și frecvențele de reglare ale acestora. Ca urmare a acestor modificări, filtrul își schimbă . Se spune despre un astfel de filtru că „se destramă”

O situație similară se întâmplă cu filtrele LC pasive. Adevărat, în filtrele LC dependența polului sau a frecvenței zero depinde mai puțin de valoarea inductanței și capacității. Această dependență este proporțională cu rădăcina pătrată, în contrast cu dependența liniară în circuitele RC. Prin urmare, circuitele LC au o stabilitate mai mare a parametrilor (aproximativ 10 -3).

Prin aplicarea anumitor măsuri (cum ar fi utilizarea condensatoarelor cu TKE pozitiv și negativ, stabilizarea termică), stabilitatea parametrilor filtrelor descrise poate fi îmbunătățită cu un ordin de mărime. Cu toate acestea, atunci când creați echipamente moderne, acest lucru nu este suficient. Așadar, începând cu anii 40 ai secolului XX, s-a derulat căutarea unor soluții mai stabile.

În timpul cercetărilor, s-a constatat că vibrațiile mecanice, în special în vid, au pierderi mai mici. Filtrele au fost dezvoltate pe diapazonuri și corzi muzicale. Vibrațiile mecanice au fost excitate și apoi îndepărtate de inductori folosind câmp magnetic. Cu toate acestea, aceste modele s-au dovedit a fi costisitoare și greoaie.

Apoi transformarea energie electrica Vibrațiile mecanice au început să fie create folosind efecte magnetostrictive și piezo. Acest lucru a făcut posibilă reducerea dimensiunii și costului filtrelor. În urma cercetărilor, s-a descoperit că plăcile de cristal de cuarț au cea mai mare stabilitate a frecvenței vibrațiilor. În plus, au un efect piezoelectric. Ca rezultat, filtrele de cuarț sunt de departe cel mai comun tip de filtru de înaltă calitate. Structura internă și aspectul rezonatorului de cuarț sunt prezentate în Figura 1.


Figura 1. Structura internă și aspect rezonator cu cuarț

Rezonatoarele cu un singur cristal sunt rareori utilizate în filtrele cu cristale. Această soluție este de obicei folosită de radioamatorii. În prezent, este mult mai profitabil să cumpărați un filtru de cuarț gata făcut. Mai mult, piața oferă de obicei filtre pentru cele mai comune frecvențe intermediare. Producătorii de filtre de cuarț folosesc o altă soluție pentru a reduce dimensiunile. Două perechi de electrozi sunt depuse pe o placă de cuarț, care formează două rezonatoare interconectate acustic. Aspectul unei plăci de cuarț cu un design similar și un desen al carcasei în care este plasată sunt prezentate în Figura 2.


Figura 2. Aspectul unei plăci de cuarț cu două rezonatoare, desenul carcasei și aspectul filtrului de cuarț

Această soluție se numește pereche de cuarț. Cel mai simplu filtru de cuarț este format dintr-o pereche. Denumirea sa grafică convențională este prezentată în Figura 3.


Figura 3. Desemnarea grafică a unei perechi de cuarț

Dublul de cuarț este echivalent electric cu circuitul de filtru trece-bandă cu două circuite cuplate prezentate în Figura 4.


Figura 4. Circuit de filtru cu dublu circuit echivalent cu un geamăn de cuarț

Diferența constă în factorul de calitate realizabil al circuitelor și, prin urmare, în lățimea de bandă a filtrului. Câștigul este vizibil mai ales la frecvențe înalte (zeci de megaherți). Filtrele de cuarț de ordinul al patrulea sunt realizate pe două perechi conectate între ele folosind un condensator. Intrarea și ieșirea acestor două nu mai sunt echivalente, deci sunt notate cu un punct. Diagrama acestui filtru este prezentată în Figura 5.


Figura 5. Circuitul filtrului de cuarț de ordinul al patrulea

Filtrele L1C1 și L2C3, ca de obicei, sunt concepute pentru a transforma rezistența de intrare și de ieșire și pentru a le aduce la o valoare standard. Filtrele de cuarț de ordinul al optulea sunt construite într-un mod similar. Pentru a le implementa, se folosesc patru gemeni de cuarț, dar spre deosebire de versiunea anterioară, filtrul este realizat într-o singură carcasă. Diagrama schematică un filtru similar este prezentat în Figura 6.



Figura 6. Schema schematică a unui filtru de cuarț de ordinul al optulea

Designul intern al unui filtru de cuarț de ordinul al optulea poate fi studiat din fotografia filtrului cu capacul îndepărtat, care este prezentată în Figura 7.



Figura 7. Proiectarea internă a unui filtru de cristal de ordinul al optulea

Fotografia arată clar patru duble de cuarț și trei condensatoare montare la suprafață(SMD). Un design similar este utilizat în toate filtrele moderne, atât penetrante, cât și montate la suprafață. Este folosit de producătorii interni și străini de filtre de cuarț. Printre producătorii autohtoni, putem numi JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs sau grupul de întreprinderi Piezo. Lista de referințe prezintă câțiva dintre producătorii străini de filtre de cuarț. Trebuie remarcat faptul că designul prezentat în Figura 7 poate fi implementat cu ușurință în pachete montate pe suprafață (SMD).

După cum putem vedea, acum nu este nicio problemă să cumpărați un filtru de cuarț gata făcut cu dimensiuni minime si la un pret rezonabil. Ele pot fi utilizate pentru a proiecta receptoare, transmițătoare, transceiver sau alte tipuri de echipamente radio de înaltă calitate. Pentru a facilita navigarea prin tipurile de filtre de cuarț oferite pe piață, vă prezentăm un grafic al dependențelor tipice ale răspunsului amplitudine-frecvență față de numărul de rezonatoare (poli), dat de SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL


Figura 8. Forma tipică a răspunsului în frecvență al unui filtru de cuarț în funcție de numărul de poli

Literatură:

Împreună cu articolul „Filtre de cuarț” citiți:


http://site/Sxemoteh/filtr/SAW/


http://site/Sxemoteh/filtr/piezo/


http://site/Sxemoteh/filtr/Ceramic/


http://site/Sxemoteh/filtr/Prototip/

Înainte de a începe să faceți un filtru de cuarț, ar trebui să vă stocați cu rezonatoare de cuarț, dacă este posibil cu o oarecare rezervă, deoarece acestea vor trebui verificate și respinse în prealabil. Nu este recomandat să instalați cuarț nou în filtru - ele, ca și alte părți, sunt supuse îmbătrânirii. Își schimbă frecvența cel mai intens în primul an după lansare.

Deci, cuarțul de 9 MHz își poate schimba frecvența cu 180 Hz în primul an, ceea ce este foarte vizibil. În următorii 2...4 ani, deriva relativă a frecvenței nu va afecta funcționarea filtrului. Condensatorii sunt, de asemenea, supuși îmbătrânirii, prin urmare, ca și cuarțul, trebuie să fie îmbătrâniți timp de câțiva ani (de la 3 la 5).

Rezonatoarele cu cuarț ar trebui achiziționate dintr-un singur lot, deoarece în limitele acestuia răspândirea parametrilor este mică. A primi parametri buni filtre, răspândirea frecvențelor rezonanțelor succesive de cuarț nu trebuie să depășească 0,1 din banda de trecere a filtrului, pentru a obține cele excelente - 0,01. De exemplu, pentru o lățime de bandă de 3000 Hz, răspândirea nu trebuie să depășească plus sau minus 150 (15) Hz, din valoarea medie aritmetică a frecvențelor Fs ale tuturor rezonatoarelor cu cuarț.

Determinarea parametrilor electrici ai cuarțului.

Este mai bine să nu folosiți generatorul G4-102, așa cum are formă proastă semnal și amplitudinea nu este foarte stabilă la ajustarea frecvenței generatorului, în loc de voltmetrul GSS și HF, este mai bine să utilizați contorul de răspuns în frecvență X1-38.

În absența instrumentelor, în locul unui GSS, puteți utiliza un generator de zgomot plus un receptor radio (Fig. 2). În general, un RX bun este un dispozitiv versatil care poate fi utilizat într-o mare varietate de moduri. În RX, AGC este de asemenea activat în funcție de citirile contorului S. Dacă nu este acolo, puteți porni testerul la ieșirea ULF.


La frecvența de rezonanță serie Fs, cuarțul este echivalent cu un circuit oscilant în serie, prin urmare, citirile voltmetrului RF sau RX vor fi maxime.

La frecvența de rezonanță paralelă Fp, cuarțul este echivalent cu un circuit oscilator paralel - citirile instrumentului sunt minime.

Dar acest punct poate fi ocolit, pentru că cuarțul este descris prin aceeași ecuație ca un circuit oscilator în serie. Tot ce aveți nevoie este un contor de frecvență care poate măsura frecvența cu o precizie de 10 Hz și doi condensatori de referință. C1 și C2, a căror capacitate este cunoscută cu o precizie de 0,1...1%. Pentru frecvenţe de ordinul 3...10 MHz C = 39 pF şi C2 = 20 pF. Dacă nu este posibil să măsurați cu exactitate valoarea capacității, atunci puteți face singur condensatori de referință.

Pentru a face acest lucru, luați 5...10 condensatoare cu o capacitate de 5...10 ori mai mică decât cea necesară și conectați-le în paralel. Faptul este că curba de împrăștiere a erorii respectă legea distribuției normale gaussiene, este simetrică, iar împrăștierea valorilor în majoritatea cazurilor este mult mai mică decât valoarea de toleranță specificată.

Precizia condensatorului de referință va fi cu siguranță mai bună de 1%. TKE ( coeficient de temperatură capacitate) trebuie să fie zero. Să fie în cazul nostru să existe condensatoare cu TKE diferit de zero.

Regula generală este: - TKE x C = + TKE x C. Avem C = 6,2 pF, PZZ - 3 buc, C = b.2 pF M47 - 2 buc. şi C = 6,2 pF MP0 -1 buc. Primim; 6,2 x (+33) x 3 + 6,2 x 0 x 1 + 6,2 x (-47) x 2 = 6,2 pF (+ 99 - 94) = 6,2 pF P+0,03

Aceasta înseamnă că atunci când temperatura se schimbă cu 10°C, valoarea capacității va crește cu 3x10 -5% (0,000003%). Setul = 6,2 x 6 = 37,2 pF P + 0,03. Facem setul nr. 2 în același mod.

Pentru a măsura Fs, circuitul din Fig. 4 din (2] este asamblat - acesta este un circuit multivibrator cuplat cu emițător în care cuarțul este excitat lângă Fs. În primul rând, cuarțul este numerotat.

Fso este măsurat pentru fiecare cuarț. Datele de măsurare sunt introduse într-un tabel. Apoi pornim condensatorul C1 în serie cu fiecare cuarț și măsurăm Fs1. Introducem datele într-un tabel. Măsurăm Fs2 în același mod. Apoi găsim valorile medii aritmetice Fs0, Fs1, Fs2. Pentru a calcula filtrele de cuarț, trebuie să cunoaștem valoarea inductanței rezonatoarelor de cuarț, pe care o găsim folosind metoda cu trei frecvențe.

Lk = 1/2665 x 1010 (Fs2-Fs1)/, (1) unde LK este în Gn; C1 și C2 - în pF; Fs0, Fs1, Fs2 - în Hz,

Eroarea de calcul conform formulei (1) nu depășește 2,5%. Mai jos vom furniza datele necesare pentru calcularea filtrelor de cristal 4, 6 și 8 cu caracteristica Chebyshev pentru recepția SSB și cu caracteristica Butterworth - pentru recepția semnalelor telegrafice, acestea inel mai puțin”, dar au o atenuare mai mică dincolo de banda de trecere și un coeficient Kp de perpendicularitate mai slab, Fig. 5.


Kp este raportul dintre lățimile de bandă ale filtrului de cuarț la un anumit nivel de atenuare și diareea de transmisie la nivelul de 0,7 (-3dB).

De exemplu, Kp 1,7 la niveluri -60 dB/-3 dB = 4,25/2,5 = 1,7. Filtrele sunt proiectate pentru neuniformitatea răspunsului în frecvență = 0,28 dB, dar în practică, din cauza inexactităților inevitabile de fabricație, se dovedește a fi ceva mai mare.

Filtrele sunt calculate conform metodei prezentate în, dar capacitățile de intrare și de ieșire (C2,3) sunt convertite din serie în paralel, deoarece Este incomod să potriviți filtrele deoarece capacitatea de instalare o afectează, formând și un divizor capacitiv care reduce semnalul util cu 8...15%.

Pentru a reduce influența capacității de montare în 8 filtre de cristal, unitățile T sunt convertite în unități P. Cel mai bine este să potriviți filtrele de cuarț folosind circuite oscilante (fără miezuri feromagnetice, pentru a nu înrăutăți dinamica părții receptoare, acestea îmbunătățesc raportul semnal-zgomot la rădăcina pătrată a factorului Q încărcat);

Calculul (SSB) al filtrelor de cuarț cu caracteristica Chebyshev și neuniformitatea răspunsului în frecvență într-o bandă de trecere de 0,28 dB.

Filtru cu patru cristale, Fig. 6.

C1.2 = 33354/(Fs0 + P/2) x Lk x P (pF), unde

  • Fs0 - valoarea medie aritmetică (kHz),
  • LK - inductanța de cuarț, calculată după formula (1) (H).
  • P - lățimea de bandă a filtrului (kHz).

    • C2,3 = 1,149 x C1,2; C1 = 0,419 x C1,2

    Rezistenta la sarcina filtrului

    Rf = 8,63 x Lk x P (Ohm), unde Lk în Gn, P în Hz.


    Filtru cu șase cristale, Fig. 7.

  • C1 = 39 pF și C2 = 20 PF.
  • C1,2 = 35383/ (Fs0+ P/2) x Lk x P, pF
  • C1 = 0,439 x C1,2;
  • C2.3=1.213 x C1.2.
  • C3,4=1,344 x C1,2;
  • C = 3,907 x C1,2
  • Rf = 7,715xLk x P.

    • Filtru cu opt cristale, Fig. 8.

  • S1.2 = 36007/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF,
  • C1 = 0,578 x C1,2;
  • C2,3 = 1,227 x C1,2;
  • C3,4 = 1,357 x C1,2;
  • C4,5 = 1,297 x C1,2
  • C2 = 0,832 x 01,2;
  • C3 = 1,471 x C1,2;
  • C4 = 0,525x C1,2,
  • Rf = 8,862 x Lk x P

    • După cum se poate observa din formulele de mai sus, pentru a obține, de exemplu, o matriță telegrafică cu caracteristica Chebyshev, este suficient în filtrul SSB calculat să crească toate valorile capacității de un număr de ori egal cu Pssb / Pcw / Rf va scădea cu aceeași valoare. Această tehnică poate fi utilizată dacă P-ul filtrului de cuarț SSB fabricat se dovedește a fi mai mic decât este necesar din cauza spațiului de rezonanță mic al cuarțului utilizat. Pentru a obține lățimea de bandă necesară, reducem toate capacitățile filtrului de un număr adecvat de ori. Dar dacă întâlniți cuarț de calitate scăzută, această metodă nu vă va ajuta.

    Calculul filtrelor de cuarț telegraf (CW) cu caracteristica Butterworth.

    (Desemnările sunt similare cu cele prezentate în Fig. 6-8).

    Filtru de cuarț cu patru cristale.

  • C1,2 = 30125/(Fs0 + P/2) x Lk x P, pF, (kHz, H)
  • C1 = 0,22 7x
  • C1,2; = C2,3 = 1,554 x C1,2;
  • Rph = 9,62 x Lk x P. (H, Hz) Ohm

    • Filtru cu șase cristale.

  • C1.2 = 21670/(Fs0 + P/2) x Lk x P
  • C1 = 0,173 x C1,2;
  • C = 1,795 x C1,2;
  • C2,3 = 1,932 x C1,2;
  • C3.4 = 2.258 x C1.2
  • Rf = 17,429 x Lk x P.

    • Filtru cu opt cristale.

  • C1,2 = 16678/(Fs0 + P/2) x Lk x P.
  • C1 = 0,157 x C1,2;
  • C2,3 = 2,064 x C1,2;
  • C3,4 = 2,743 x C1,2;
  • C4,5 = 2,979 x C1 2
  • C2 = 0,583 x C1,2;
  • C3 = 0,359 x C1,2;
  • C4 = 0,625 x C1,2;
  • Rf = 17,429 x Lk x P

    • Pentru a opera CW la aceeași frecvență ca SSB, trebuie să utilizați același oscilator cu cristal de referință, dar pentru ca recepția CW să nu fie prea joasă, trebuie să schimbați banda de trecere a filtrului CW cu 400 .... 700 Hz, apoi Tonul semnalului va fi optim și va fi de 0,8.....1,2 kHz. Nu este întotdeauna posibil să selectați cuarțuri cu Fs = 400...700 Hz, iar realizarea unui filtru CW separat este destul de costisitoare. Este mai bine să utilizați metoda sugerată de EU1TT în .

    Condensatorul C2 este conectat în serie cu rezonatorul de cuarț și Fs crește cu 400..700 Hz. Condensatorul C1 îngustează intervalul de rezonanță al rezonatorului echivalent rezultat Valoarea lui C2 este calculată prin formula:

    C2 = 0,0253302/Lk x (2Fs0 x f + f 2 ), pF (2), unde Lk este în Gn, Fs0 și f sunt în Hz. Fs = 400...700 Hz. C2 = 50...200 pF și poate fi selectat experimental. C1, conform recomandării UP2NV, este în intervalul 20..70 pF, iar o valoare mai mare a capacității corespunde unei lățimi de bandă mai mici a filtrului. Condensatorii sunt conectați prin relee de dimensiuni mici (de exemplu, RES-49). Aceste. aceleași cristale sunt utilizate simultan atât în ​​filtrele SSB, cât și în cele CW.

    Într-un receptor proiectat corespunzător, între cantitatea de atenuare din afara benzii de trecere Ao, intervalul dinamic pentru blocarea DD1, intervalul dinamic pentru intermodulație DDZ, câștigul pentru frecvența intermediară RX Kus. IF (toate în dB), există dependențe: Ao = DD1 și Do = DD3 + Kus.IF În raport cu transceiver-ul RA3AO, acesta va fi Ao = 140 dB și Ao = 100 + 60 = 160 dB.

    Dintre cele două valori, alegeți-o pe cea mai mare. (Autorul a folosit 8 cuarț în filtrul SSB. 6 în filtrul CW și 2 în filtrul de curățare. Total 8 + 6 + 2 = 16 cuarț). Este mai bine să le distribuiți astfel: FOS - 13 bucăți, a doua FOS - 6 bucăți conectate între prima și a doua etapă a amplificatorului IF și filtre SSB/CW în filtrul de curățare. Acest lucru va face posibilă realizarea unei dinamici ridicate a căii de recepție a transceiver-ului și îmbunătățirea semnificativă a selectivității reale


    Fabricarea corectă a filtrului este de mare importanță. Instalare activată placa de circuit imprimat neadecvat din cauza influenței capacităților de instalare și a pierderilor de inserție. Cea mai bună opțiune este montarea cu balamale pe cabluri de cuarț. Un design de succes a fost propus de UY50N, Fig. 9.

    Vedere a filtrului din partea de instalare (jos), din partea cablurilor rezonatorului de cuarț (în carcase metalice). Dispunerea rezonatoarelor este verticală. Instalarea este îngrijită, efectuată direct pe terminalele lor. Sunt instalate pe o placă din laminat din fibră de sticlă pe 2 fețe. Găurile din folie sunt înfundate.

    Toate aceste unități ar trebui să fie realizate în carcase ecranate, conectând carcasa mixerului cu carcasa filtrului de cuarț într-un punct și carcasa amplificatorului de frecvență intermediară cu carcasa filtrului de cuarț, de asemenea, la un moment dat, lângă ieșirea filtrului. Ecranul trebuie să fie de o grosime considerabilă pentru ca prin el să nu se amestece curenții mixerului și a amplificatorului de frecvență intermediară. Releele pentru modificarea lățimii de bandă ar trebui să fie amplasate lângă cristale și alimentarea acestora ar trebui să fie furnizată prin condensatori de trecere și circuite de decuplare LC.

    Cuarțul trebuie împărțit în perechi cu cele mai apropiate F. Perechile cu o distanță minimă trebuie să fie plasate în legăturile cele mai exterioare (ZQ1-ZQ8), perechile cu distanță maximă trebuie plasate în verigile centrale (ZQ4-ZQ5), în raport cu filtrul cu 8 cristale. La măsurarea parametrilor unui filtru fabricat, este necesar să conectați corect instrumentele pentru a nu distorsiona răspunsul de fază al filtrului, Fig. 10. Dacă este posibil, condensatorii trebuie selectați cu o precizie de nu mai puțin de 1%, dar folosirea lor cu o toleranță de 5% va înrăutăți ușor parametrii filtrului și este destul de acceptabilă.

    Este necesar să folosiți condensatori ceramici de dimensiuni mici cu TKE minim. Puteți utiliza chiar și condensatori KT-1 învechiți de la diverse echipamente care au devenit inutilizabile. Ele sunt, de asemenea, convenabile prin faptul că permit reglarea recipientului prin răzuirea cu grijă a unei părți a căptușelii din exterior cu un bisturiu în direcția scăderii dimensiunii recipientului. Locația îndepărtată pentru izolație este acoperită cu un strat subțire de adeziv BF-2. Puteți rupe bucăți din alte tipuri de condensatoare, dar nu uitați să verificați condensatorul montat pentru absența unui scurtcircuit între plăci.

    După instalarea în echipament, filtrele de cuarț trebuie potrivite (încărcate la valorile de rezistență cerute), în caz contrar răspunsul în frecvență (caracteristică amplitudine-frecvență sau forma benzii de trecere) va fi departe de cel calculat (așteptat). Mărimea capacităților de intrare a filtrului (C2,3) ar trebui redusă cu cantitatea de capacitate de instalare, poate crește foarte mult atât neuniformitatea răspunsului în frecvență în banda de trecere a filtrului, cât și atenuarea în banda de trecere a filtrului. Un filtru fabricat și instalat corespunzător nu are nevoie de trei.

    Dacă nu a fost posibil să se selecteze numărul necesar de cuarț cu o distanță acceptabilă Fs, atunci frecvențele pot fi ajustate, dar nu mecanic, ci electric, Fig. 10, care este și propus de EU1TT. De asemenea, puteți utiliza formula (2), transformată în forma:

    С2 = 0,0253302/Lк x (Fs max - Fs I) (3)

    Cu un osciloscop, puteți crea un sistem care este echivalent cu un contor de răspuns în frecvență. Pentru a face acest lucru, un semnal de la generator trebuie să fie furnizat la intrarea transceiver-ului sau receptorului printr-un atenuator, Fig. 4, și deacordarea circuitului de control varicap prin intermediul rezistor variabil Aplicați o tensiune dinți de ferăstrău de 150 kOhm de la un osciloscop, a cărui ieșire este conectată la conector. Această metodă este convenabilă deoarece observăm răspunsul în frecvență al filtrului în locul unde ar trebui să fie. Dacă osciloscopul este de joasă frecvență, acesta poate fi conectat la ieșirea detectorului. Cu această metodă de observare a răspunsului în frecvență în filtru, puteți utiliza cristale de cuarț cu o răspândire mare de frecvență, schimbându-le pentru a obține răspunsul în frecvență necesar. Dar acest lucru este mai puțin fiabil, necesită mai multă muncă și nu permite producerea unui set de filtre de cuarț cu răspunsuri de frecvență identice.

    Folosind metoda propusă, au fost fabricate două seturi de 6 + 6 + 4 filtre de cuarț la frecvențe de 8,002 MHz și 5,503 MHz. Distanța benzilor de trecere a fost de plus/minus 50 Hz. aceste. ar trebui să fie calculată cu o lățime de bandă mai largă cu 100 Hz - nu 2500, ci 2600 Hz. Caracteristicile coincideau bine cu cele calculate, iar filtrele nu necesitau setări suplimentare, ci doar se potriveau direct în circuit. Acest articol rezumă rezultatele muncii multor autori și propria noastră experiență pe termen lung [b].

    A Kuzmenko (RV4LK)

    1, Radio, 1975 Nr. 3, L. Labutin „Rezonatoare de cuarț”.

    2. Infotech, A. Karakaptan, UY50N „Metode pentru fabricarea filtrelor de cuarț”.

    3. Radio, 1982-1983 articole de V. Zalnerauskas, ex UP2NV.

    4. Radioamator, 1991 Nr. 11. I. Goncharenko, EU1TT, „Combinarea benzilor de trecere SSB/CW într-un filtru de cristal cu lățime de bandă variabilă”.

    5. Radio, 1992 nr. 1, I. Goncharenko, EU1TT, „Ladder filters on inequal resonators”.

    6. Radiodesign, 1996, nr. 3, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, „Determinarea parametrilor rezonatoarelor de cuarț pentru calculul și fabricarea filtrelor de cuarț”.

    7. Radioamator, 1993, nr. 6, A. Kuzmenko, RV4LK, ex UA4FON, „Determinarea parametrilor rezonatoarelor de cuarț pentru calcularea filtrelor ladder”

    Filtrul de cuarț este, după cum știm, „jumătate dintr-un transceiver bun”. Acest articol prezintă un design practic de douăsprezece filtre de cuarț cu cristal de selecție de bază pentru un transceiver și un atașament de computer de înaltă calitate, permițându-vă să configurați acesta și orice alte filtre cu bandă îngustă. În modelele de amatori, ca filtru de selecție principal au fost utilizate recent filtre de cuarț de tip scară cu opt cristale realizate pe rezonatoare identice. Aceste filtre sunt relativ simplu de fabricat și nu necesită costuri mari de material.

    Au fost scrise programe de calculator pentru calculul și modelarea lor. Caracteristicile filtrelor satisfac pe deplin cerințele pentru recepția și transmisia semnalului de înaltă calitate. Cu toate acestea, cu toate avantajele, aceste filtre au, de asemenea, un dezavantaj semnificativ - o oarecare asimetrie a răspunsului în frecvență (pantă plată de joasă frecvență) și, în consecință, un coeficient de cuadratura scăzut.

    Aglomerația emisiunilor de radio amatori determină cerințe destul de stricte pentru selectivitatea unui transceiver modern pe un canal adiacent, prin urmare filtrul de selecție principal trebuie să ofere o atenuare în afara benzii de trecere de nu mai puțin de 100 dB cu un factor de pătrat de 1,5... 1,8 ( la niveluri -6/-90 dB ).

    Desigur, pierderile și neuniformitatea răspunsului în frecvență în banda de trecere a filtrului ar trebui să fie minime. Ghidându-se de recomandările prezentate în, a fost ales ca bază un filtru de scară cu zece cristale cu o caracteristică Chebyshev cu un răspuns de frecvență neuniform de 0,28 dB.

    Pentru a crește abruptul pantelor paralele cu intrarea și ieșirea filtrului, au fost introduse circuite suplimentare, constând din rezonatoare și condensatoare de cuarț conectate în serie.

    Calculele parametrilor rezonatoarelor și filtrului au fost efectuate conform metodei descrise în. Pentru o bandă de trecere a filtrului de 2,65 kHz, s-au obținut valorile inițiale: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Circuitul de filtru și valorile calculate ale valorilor condensatorului sunt prezentate în Fig. 1.

    Designul folosește rezonatoare de cuarț pentru decodoarele de televiziune PAL la o frecvență de 8,867 MHz, produse de VNIISIMS (Aleksandrov regiunea Vladimir). Repetabilitate stabilă a parametrilor cristalului, dimensiunile lor mici și costul redus au jucat un rol în alegere.

    Selectarea frecvenței rezonatoarelor de cuarț pentru ZQ2-ZQ11 a fost efectuată cu o precizie de ±50 Hz. Măsurătorile au fost efectuate folosind un auto-oscilator de casă și un frecvențămetru industrial. Rezonatoarele ZQ1 și ZQ12 pentru circuite paralele au fost selectate din alte loturi de cristale cu frecvențe mai mici și respectiv mai mari decât frecvența filtrului principal cu aproximativ 1 kHz.

    Filtrul este asamblat pe o placă de circuit imprimat din fibră de sticlă cu două fețe de 1 mm grosime (Fig. 2).

    Stratul superior de metalizare este folosit ca un fir comun. Găurile de pe partea în care sunt instalate rezonatoarele sunt înfundate. Carcasele tuturor rezonatoarelor de cuarț sunt conectate la fir comun lipirea.

    Înainte de a instala piesele, placa de circuit al filtrului este sigilată într-o cutie din tablă cu două capace detașabile. De asemenea, pe partea conductorilor imprimați, este lipit un ecran-partiție, care trece între cablurile rezonatoarelor de-a lungul liniei axiale centrale a plăcii.


    În fig. 3 este dat schema electrică filtra. Toți condensatorii din filtru sunt CD și KM.

    După ce a fost făcut filtrul, a apărut întrebarea: cum să-i măsori răspunsul în frecvență cu rezoluție maximă acasă?

    A fost folosit un computer de acasă, urmat de verificarea rezultatelor măsurătorilor prin construirea răspunsului în frecvență al filtrului punct cu punct folosind un microvoltmetru selectiv. Ca proiectant de echipamente radio amatori, m-a interesat foarte mult ideea propusă de DG2XK de a folosi un program de calculator pentru un analizor de spectru de joasă frecvență (20 Hz...22 kHz) pentru a măsura răspunsul în frecvență al filtrelor de radio amatori de bandă îngustă.

    Esența sa constă în faptul că spectrul de înaltă frecvență al răspunsului în frecvență al unui filtru de cuarț este transferat în domeniul de frecvență joasă folosind un detector SSB convențional, iar un computer cu un program de analizor de spectru instalat face posibilă vizualizarea frecvenței. răspunsul acestui filtru pe afișaj.

    Un generator de zgomot cu diodă Zener este folosit ca sursă a semnalului de înaltă frecvență DG2XK. Experimentele pe care le-am efectuat au arătat că o astfel de sursă de semnal permite vizualizarea răspunsului în frecvență la un nivel de cel mult 40 dB, ceea ce în mod clar nu este suficient pentru reglarea filtrului de înaltă calitate. Pentru a vizualiza răspunsul în frecvență al unui filtru la un nivel de -100 dB, generatorul trebuie să aibă

     nivelul de zgomot lateral este sub valoarea specificată, iar detectorul are o liniaritate bună cu o gamă dinamică maximă nu mai slabă de 90... 100 dB.

    Din acest motiv, generatorul de zgomot a fost înlocuit cu un generator tradițional de măturare (Fig. 4). Baza este circuitul unui oscilator cu cuarț, în care densitatea relativă a puterii zgomotului spectral este egală cu -165 dB/Hz. Aceasta înseamnă că puterea de zgomot a generatorului la 10 kHz detunding într-o lățime de bandă de 3 kHz

     mai puțin decât puterea oscilației principale a generatorului cu 135 dB!

    Aspectul sursei originale este ușor modificat. Deci, în loc de tranzistoare bipolare, se folosesc tranzistoare cu efect de câmp, iar un circuit format din inductor L1 și varicaps VD2-VD5 este conectat în serie cu rezonatorul de cuarț ZQ1. Frecvența generatorului este reglabilă în raport cu frecvența cuarțului în 5 kHz, ceea ce este suficient pentru măsurarea răspunsului în frecvență al unui filtru de bandă îngustă.

    Rezonatorul de cuarț din generator este similar cu un filtru. În modul generator de baleiaj tensiune de control Varicaps VD2-VD5 sunt alimentate de la un generator de tensiune din dinte de ferăstrău realizat pe un tranzistor unijunction VT2 cu un generator de curent pe VT1.

    Pentru a regla manual frecvența generatorului, se folosește un rezistor multi-turn R11. Cipul DA1 funcționează ca un amplificator de tensiune. Tensiunea de control sinusoidală concepută inițial a trebuit să fie abandonată din cauza vitezei inegale de trecere a răspunsului în frecvență a diferitelor secțiuni ale răspunsului în frecvență al filtrului, iar pentru a obține rezoluția maximă, frecvența generatorului a fost redusă la 0,3 Hz. Comutatorul SA1 selectează frecvența generatorului „fierăstrău” - 10 sau 0,3 Hz. Abaterea de frecvență a MFC este setată prin tăierea rezistenței R10.

    Schema schematică a blocului detector este prezentată în Fig. 5. Semnalul de la ieșirea filtrului de cuarț este furnizat la intrarea X2 dacă circuitul L1C1C2 este utilizat ca sarcină a filtrului.

    Dacă măsurătorile sunt efectuate pe filtre încărcate cu rezistență activă, acest circuit nu este necesar. Apoi semnalul de la rezistorul de sarcină este aplicat la intrarea X1, iar conductorul care conectează intrarea X1 la circuit este îndepărtat de pe placa de circuite imprimate a detectorului.

    Un follower sursă cu o gamă dinamică de peste 90 dB pe un tranzistor puternic cu efect de câmp VT1 se potrivește cu rezistența de sarcină a filtrului și rezistența de intrare a mixerului. Detectorul este realizat conform unui circuit mixer echilibrat pasiv folosind tranzistori cu efect de câmp VT2, VT3 și are o gamă dinamică de peste 93 dB.

    Porțile combinate ale tranzistoarelor prin circuitele P C17L2C20 și C19L3C21 primesc tensiuni sinusoidale antifază de 3...4V (rms) de la generatorul de referință. Oscilatorul de referință al detectorului, realizat pe cipul DD1, conține un rezonator de cuarț cu o frecvență de 8,862 MHz.

    Semnalul de joasă frecvență format la ieșirea mixerului este amplificat de aproximativ 20 de ori de un amplificator pe cipul DA1. Deoarece plăcile de sunet ale computerelor personale au o intrare de impedanță relativ scăzută, în detector este instalat un amplificator operațional K157UD1 puternic. Răspunsul în frecvență al amplificatorului este ajustat astfel încât sub 1 kHz și peste 20 kHz să existe o reducere a câștigului de aproximativ -6 dB pe octava.


    Generatorul de frecvență de balansare este montat pe o placă de circuit imprimat realizată din folie de fibră de sticlă cu două fețe (Fig. 6). Stratul superior al plăcii servește ca un fir comun, găurile pentru cablurile pieselor care nu au contact cu acesta sunt înfundate.

    Placa este sigilată într-o cutie de 40 mm înălțime cu două capace detașabile. Cutia este realizata din tabla cositorita. Inductoarele L1, L2, L3 sunt înfășurate pe cadre standard cu diametrul de 6,5 mm cu trimmere din fier carbonil și plasate în ecrane. L1 conține 40 de spire de sârmă PEV-2 0,21, L3 și L2 - respectiv 27 și 2+4 spire de sârmă PELSHO-0,31.

    Bobina L2 este înfășurată deasupra lui L3 mai aproape de capătul „rece”. Toate inductele sunt standard - DM 0,1 68 µH. Rezistori fixe MLT, trimmere R6, R8 si R10 tip SPZ-38. Rezistor multi-turn - PPML. Condensatori permanenți - KM, KLS, KT, oxid - K50-35, K53-1.

    Stabilirea MCC începe cu setarea semnalului maxim la ieșirea generatorului de tensiune din dinți de ferăstrău. Prin monitorizarea semnalului de la pinul 6 al microcircuitului DA1 cu un osciloscop, folosind rezistențele de reglare R8 (castig) și R6 (offset) setați amplitudinea și forma semnalului prezentat în diagramă la punctul A. Prin selectarea rezistenței R12, generație stabilă se realizează fără a intra în modul de limitare a semnalului.

    Prin selectarea capacității condensatorului C14 și ajustarea circuitului L2L3, sistemul oscilator de ieșire este reglat la rezonanță, ceea ce garantează o capacitate bună de sarcină a generatorului. Folosind trimmerul bobinei L1, limitele de reglare a oscilatorului sunt stabilite în intervalul 8,8586-8,8686 MHz, care se suprapune cu o marjă peste banda de răspuns în frecvență a filtrului de cuarț testat. Pentru a asigura restructurarea maximă a GKCH

     (cel puțin 10 kHz) în jurul punctului de conectare L1, VD4, VD5 se îndepărtează stratul superior de folie. Fără sarcină, tensiunea sinusoidală de ieșire a generatorului este de 1V (rms).

    Blocul detector este realizat pe o placă de circuit imprimat din folie de fibră de sticlă cu două fețe (Fig. 7).

    Stratul superior de folie este folosit ca un fir comun. Orificiile pentru cablurile pieselor care nu au contact cu firul comun sunt scufundate.

    Placa este sigilată într-o cutie de tablă de 35 mm înălțime cu capace detașabile. Rezoluția set-top box-ului depinde de calitatea fabricării acestuia.

    Bobinele L1 - L4 conțin 32 de spire de sârmă PEV-0.21, rotire bobinată pentru a porni pe cadre cu diametrul de 6 mm. Trimmere în bobine din miezuri de blindaj SB-12a. Toate șocurile sunt de tip DM-0.1. Inductanță L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Transformatorul T1 este înfășurat pe un miez magnetic de ferită inel de 1000NN de dimensiune standard K10 x 6 x 3 mm și conține 7 spire în înfășurarea primară și 2 x 13 spire de sârmă PEV-0.31 în înfășurarea secundară.

    Toate rezistențele de reglare sunt SPZ-38. În timpul configurării preliminare a unității, se folosește un osciloscop de înaltă frecvență pentru a monitoriza semnalul sinusoidal la porțile tranzistoarelor VT2, VT3 și, dacă este necesar, pentru a regla bobinele L2, L3. Prin reglarea bobinei L4, frecvența oscilatorului de referință este coborâtă sub banda de trecere a filtrului cu 5 kHz. Acest lucru se face astfel încât în ​​zona de lucru a analizorului de spectru să existe mai puține interferențe care reduc rezoluția dispozitivului.


    Generatorul de frecvență de măturare este conectat la un filtru de cuarț printr-un circuit oscilator potrivit cu un divizor capacitiv (Fig. 8).

    În timpul procesului de reglare, acest lucru vă va permite să obțineți o atenuare scăzută și neuniformitate în banda de trecere a filtrului.

    Cel de-al doilea circuit oscilator de potrivire, așa cum sa menționat deja, este situat în atașamentul detectorului. După ce a asamblat circuitul de măsurare și a conectat ieșirea set-top box-ului (conector XZ) la microfon sau intrarea de linie placa de sunet computer personal, lansați programul analizor de spectru. Există mai multe astfel de programe. Autorul a folosit programul SpectraLab v.4.32.16, aflat la: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Programul este ușor de utilizat și are capacități mari.

    Așadar, lansăm programul „SpektroLab” și, ajustând frecvențele MCG (în modul de control manual) și oscilatorul de referință din atașamentul detectorului, setăm vârful spectrogramei MCG la aproximativ 5 kHz. Apoi, prin echilibrarea mixerului atașamentului detectorului, vârful celei de-a doua armonice este redus la nivelul de zgomot. După aceasta, modul GCH este pornit și răspunsul în frecvență mult așteptat al filtrului testat apare pe monitor. În primul rând, se pornește frecvența de swing de 10 Hz și, folosind R11, ajustând frecvența centrală și apoi banda de swing R10 (Fig. 4), stabilim o „imagine” acceptabilă a răspunsului în frecvență al filtrului în timp real. . În timpul măsurătorilor, prin ajustarea circuitelor de potrivire, obținem denivelări minime în banda de trecere.

    Apoi, pentru a obține rezoluția maximă a dispozitivului, pornim frecvența de baleiaj de 0,3 Hz și setăm în program numărul maxim posibil de puncte de transformare Fourier (FFT, autorul are 4096...8192) și valoarea minimă a parametrul de mediere (Media, autorul are 1).

    Deoarece caracteristica este desenată în mai multe treceri ale GKCh, modul voltmetru de vârf de stocare (Hold) este activat. Ca urmare, obținem răspunsul în frecvență al filtrului studiat pe monitor.

    Folosind cursorul mouse-ului, obținem valorile digitale necesare ale răspunsului în frecvență rezultat la nivelurile necesare. În acest caz, nu trebuie să uitați să măsurați frecvența oscilatorului de referință în atașamentul detectorului, pentru a obține apoi valorile reale ale frecvenței punctelor de răspuns în frecvență.

    După ce au evaluat „imaginea” inițială, ei ajustează frecvențele rezonanței secvențiale ZQ1n ZQ12, respectiv, la pantele inferioare și superioare ale răspunsului în frecvență al filtrului, obținând dreptate maximă la un nivel de - 90 dB.

    În concluzie, folosind imprimanta, obținem un „document” cu drepturi depline pentru filtrul fabricat. Ca exemplu în Fig. Figura 9 prezintă spectrograma răspunsului în frecvență al acestui filtru. O spectrogramă a semnalului GKCh este de asemenea prezentată acolo. Denivelarea vizibilă a pantei stângi a răspunsului în frecvență la nivelul -3...-5 dB este eliminată prin rearanjarea rezonatoarelor de cuarț ZQ2-ZQ11.


    Ca urmare, obținem următoarele caracteristici de filtru: bandă de trecere a nivelului - 6 dB - 2,586 kHz, neuniformitate a răspunsului în frecvență în banda de trecere - mai puțin de 2 dB, factor de pătrat de nivel - 6/-60 dB - 1,41; pe niveluri - 6/-80 dB 1,59 și pe nivele - 6/-90 dB - 1,67; atenuarea în bandă este mai mică de 3 dB, iar atenuarea dincolo de bandă este mai mare de 90 dB.

    Autorul a decis să verifice rezultatele obținute și a măsurat răspunsul în frecvență al filtrului de cuarț punct cu punct. Pentru măsurători a fost necesar un microvoltmetru selectiv cu un atenuator bun, care a fost un microvoltmetru tip HMV-4 (Polonia) cu o sensibilitate nominală de 0,5 μV (în același timp, înregistrează bine semnalele la un nivel de 0,05 μV) și un atenuator de 100 dB.

    Pentru această opțiune de măsurare a fost asamblată diagrama prezentată în Fig. 10. Circuitele de potrivire de la intrarea și ieșirea filtrului sunt ecranate cu grijă. Firele ecranate de conectare sunt de bună calitate. Circuitele „pământului” sunt, de asemenea, executate cu atenție.

    Schimbând ușor frecvența rezistenței de înaltă frecvență R11 și comutând atenuatorul de 10 dB, luăm citiri ale microvoltmetrului, trecând prin întregul răspuns de frecvență al filtrului. Folosind datele de măsurare și aceeași scară, construim un grafic de răspuns în frecvență (Fig. 11).

    Datorită sensibilitate ridicată microvoltmetru și zgomot lateral scăzut al GKCh, semnalele sunt bine înregistrate la un nivel de -120 dB, care este reflectat clar în grafic.

    Rezultatele măsurătorilor au fost următoarele: bandă de trecere a nivelului - 6 dB - 2,64 kHz; neuniformitatea răspunsului în frecvență - mai puțin de 2 dB; coeficientul de cuadratura pentru nivelurile -6/-60 dB este 1,386; pe niveluri - 6/-80 dB - 1,56; pe niveluri - 6/-90 dB - 1.682; pe niveluri - 6/-100 dB - 1.864; atenuarea în bandă este mai mică de 3 dB, în spatele benzii este mai mare de 100 dB.

    Unele diferențe între rezultatele măsurătorilor și versiunea computerului sunt explicate prin prezența erorilor acumulate în conversia digital-analogic atunci când semnalul analizat se modifică într-un interval dinamic mare.

    Trebuie remarcat faptul că graficele de mai sus ale răspunsului în frecvență al unui filtru de cuarț au fost obținute cu o cantitate minimă de muncă de configurare și cu o selecție mai atentă a componentelor, caracteristicile filtrului pot fi îmbunătățite semnificativ.

    Circuitul generator propus poate fi utilizat cu succes pentru a opera AGC și detectoare. Prin aplicarea unui semnal generator de frecvență de baleiaj la detector, la ieșirea set-top box-ului către PC primim un semnal de la un generator de frecvență de baleiaj de joasă frecvență, cu care puteți configura ușor și rapid orice filtru și cascadă a calea de joasă frecvență a transceiver-ului.

    Nu este mai puțin interesant să folosiți atașamentul detectorului propus ca parte a indicatorului panoramic al transceiver-ului. Pentru a face acest lucru, conectați un filtru de cuarț cu o lățime de bandă de 8...10 kHz la ieșirea primului mixer. Apoi, semnalul primit este amplificat și transmis la intrarea detectorului. În acest caz, puteți observa semnalele corespondenților dvs. cu niveluri de la 5 la 9 puncte cu o rezoluție bună.

    G. Bragin (RZ4HK)

    Literatură:

    1. Usov V. Filtru de cuarț SSB. - Radioamator, 1992, nr. 6, p. 39, 40.

    2. Drozdov V.V. - M.: Radio și comunicare, 1988.

    3. Klaus Raban (DG2XK) Optimizierung von Eigenbau-Quarzfiltern mit der PC-Soundkarte. - Funkamateur, Nr. 11, 2001, S. 1246-1249.

    4. Frank Silva. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, S. 38.

    În timpul construcției unui receptor pentru comunicații de amatori cu dublă conversie, a fost necesar să se selecteze și să se analizeze răspunsul real în frecvență al filtrului IF, pentru a se asigura că acesta se află în intervalul de 2,5-2,8 kHz, necesar pentru recepția confortabilă a stații SSB. Deoarece practic nu am echipament de măsurat, a trebuit să folosesc un vechi prieten făcut pe baza RTL SDR.

    În general, sa dovedit a fi o chestiune de două minute. Receptorul SDR acţionează ca un analizor de spectru. Într-un mod amiabil, a fost necesar să se monteze un generator de zgomot, dar în zona industrială nu există un generator de zgomot mai bun decât aerul însuși. Asta am făcut, am conectat o antenă la intrarea filtrului (un cadru activ de dimensiune completă a benzii de 40 de metri) și am conectat ieșirea la convertor. Datorită câștigului de căldură destul de mare amplificator de antenă emisiunea a acționat ca o sursă de zgomot, iar receptorul SDR a arătat răspunsul real în frecvență al filtrului. În ciuda faptului că, conform imaginii, suprimarea din spatele benzii de trecere este de numai 40db, suprimarea reală este mult mai mare datorită faptului că nivelul de zgomot al aerului nu este încă suficient pentru a evalua caracteristicile dinamice, ci forma și lățimea răspunsul în frecvență este destul de posibil de estimat.

    Apropo de filtru...

    Filtru de cristal de frecvență intermediară simplu

    Acesta este așa-numitul filtru de scară, care utilizează rezonatoare de cuarț Shirpotreb. În cazul meu, acestea sunt rezonatoare de 10 MHz. Datorita pretului mic, magazinele noastre le vand in 5 bucati, acest set este doar suficient pentru receptor: 4 bucati vor merge la filtrul IF, iar alta va fi folosita in al doilea oscilator local.

    În cazul meu, CS1 = 33pf, Cp1, Cp2 = 62pf. Toate cristalele sunt de 10 MHz. Lățimea de bandă finală este de 2,5-2,8 kHz, în funcție de nivelul la care evaluați.

    Selectarea capacităților a fost efectuată cu un condensator cu trei secțiuni conectat, 3x12-495pF. Prin rotire atingem lățimea necesară a răspunsului în frecvență, în timp ce modificarea benzii în timp real este vizibilă pe ecranul computerului, pentru mine s-a schimbat de la 5-6 kHz la 200 Hz, în timp ce un răspuns în frecvență mai mult sau mai puțin plat a fost în interval de 1-3 kHz, puteți alege orice bandă. De asemenea, puteți implementa cu ușurință comutarea benzilor, de exemplu, 1,8, 2,5, 3,3 kHz. Aproape orice cuarț poate fi utilizat, pe baza valorii IF cerute, care poate depinde de capacitățile oscilatorului local, în acest caz, capacitățile vor trebui selectate experimental;



    Vă recomandăm să citiți