Circuit combo FET. Tranzistor cu efect de câmp ultrasonic de înaltă calitate cu feedback compensator

Specificații
Putere RMS maximă:
la RH = 4 Ohm, W 60
la RH = 8 Ohm, W 32
Gama de frecvențe de funcționare. Hz 15...100 000
THD:
la f = 1 kHz, Рout = 60 W, RH = 4 Ohm, % 0,15
la f = 1 kHz, Рout = 32 W, RH = 8 Ohm, % 0,08
Câștig, dB 25...40
Impedanță de intrare, kOhm 47

Setare

Este puțin probabil ca orice experimentator experimentat să aibă dificultăți în a obține rezultate satisfăcătoare atunci când construiește un amplificator conform acestei scheme. Principalele probleme care trebuie luate în considerare sunt instalarea necorespunzătoare a elementelor și deteriorarea tranzistoarelor MOS din cauza manipulării necorespunzătoare sau când circuitul este alimentat. Următoarea listă este sugerată ca ghid pentru experimentator. controale de control pentru depanare:
1. La asamblare placă de circuit imprimat instalați mai întâi elementele pasive și asigurați-vă includerea corectă polaritatea condensatoarelor electrolitice. Apoi instalați tranzistoarele VT1 ... VT4. În cele din urmă, instalați MOSFET-urile evitând încărcarea statică prin scurtcircuitarea cablurilor la masă în același timp și folosind un fier de lipit împământat. Verificați placa asamblată pentru instalarea corectă a elementelor. Pentru a face acest lucru, va fi util să folosiți aranjamentul elementelor prezentate în Fig. 2 Verificați plăcile cu circuite imprimate pentru scurtcircuitari de lipire și, dacă există, îndepărtați-le. Verificați îmbinările de lipire vizual și electric cu un multimetru și refaceți dacă este necesar.
2. Acum sursa de alimentare poate fi aplicată amplificatorului și poate fi setat curentul de repaus din treapta de ieșire (50...100 mA). Potențiometrul R12 este mai întâi setat la curentul de repaus minim (în sens invers acelor de ceasornic până la defecțiunea topologiei plăcii din Fig. 2). ramura pozitivă a sursei de alimentare pornește un ampermetru cu o limită de măsurare de 1 A. Prin rotirea cursorului rezistorului R12 se obțin citirile ampermetrului de 50 ... 100 mA. Setarea curentului de repaus poate fi efectuată fără a conecta o sarcină. Cu toate acestea, dacă un difuzor de sarcină este inclus în circuit, acesta trebuie protejat de o siguranță de suprasarcină DC. Cu curentul de repaus setat, o valoare acceptabilă pentru tensiunea de offset de ieșire ar trebui să fie mai mică de 100 mV.

Modificările excesive sau neregulate ale curentului de repaus la reglarea R12 indică apariția generării în circuit sau o conectare incorectă a elementelor. Ar trebui să urmați recomandările descrise mai devreme ( conexiune în serieîn circuitul de poartă al rezistențelor, minimizând lungimea conductorilor de conectare, masă comună). În plus, condensatoarele de decuplare a alimentării trebuie instalate în imediata apropiere a etajului de ieșire a amplificatorului și a punctului de masă a sarcinii. Pentru a evita supraîncălzirea tranzistoarelor de putere, reglarea curentului de repaus trebuie efectuată cu tranzistoare MOS instalate pe radiatorul.
3.După stabilirea curentului de repaus, ampermetrul trebuie scos
de la circuitul de alimentare pozitiv și la intrarea amplificatorului poate fi
semnal de lucru. Nivelul semnalului de intrare pentru a obține puterea nominală maximă trebuie să fie după cum urmează:
UBX = 150 mV (RH = 4 ohmi, Ki = 100);
UBX= 160 mV (RH=8 ohmi, Ki=100);
UBX = 770 mV (RH = 4 ohmi, Ki = 20);
UBX = 800 mV (RH = 8 ohmi, Ki = 20).
„Tăierea” la vârfurile semnalului de ieșire atunci când funcționează la puterea nominală indică o stabilizare slabă a tensiunii de alimentare și poate fi corectată prin reducerea amplitudinii semnalului de intrare și reducerea evaluări amplificator.
Răspunsul în frecvență al amplificatorului poate fi testat pe un interval de frecvență de 15 Hz...100 kHz folosind un kit de testare audio sau un oscilator și un osciloscop. Distorsiunea semnalului de ieșire la frecvențe înalte indică natura reactivă a sarcinii și pentru a restabili forma semnalului, va fi necesar să se selecteze valoarea inductanței bobinei de ieșire L1. Răspunsul în frecvență la frecvențe înalte poate fi egalizat folosind un condensator de compensare conectat în paralel cu R6. Partea de joasă frecvență a răspunsului în frecvență este corectată de elementele R7, C2.
4. Prezența unui fundal (buzz) apare cel mai probabil în circuit
când câștigul este setat prea mare. Suport de admisie cu mare
impedanța este redusă la minimum prin utilizarea ecranate
cablu împământat direct la sursa de semnal. Ondulări ale sursei de alimentare de joasă frecvență introduse în treapta de intrare
amplificator, poate fi eliminat prin condensatorul C3. Adiţional
fundalul este atenuat de o cascadă diferenţială
pe tranzistoare VT1, preamplificator VT2. Cu toate acestea, dacă sursa fundalului este tensiunea de alimentare, atunci puteți alege valoarea SZ, R5 pentru a suprima amplitudinea ondulațiilor.
5. Dacă tranzistoarele etajului de ieșire se defectează din cauza unui scurtcircuit în sarcină sau din cauza generării de înaltă frecvență, ambele MOSFET-uri trebuie înlocuite și este puțin probabil ca alte elemente să se defecteze. La instalarea schemei de dispozitive noi, procedura de configurare trebuie repetată.

Diagrama sursei de alimentare

Cele mai bune modele ale „Radio Amateur” numărul 2

Circuit amplificator cu modificări:

UZCH de înaltă calitate pe tranzistoare cu efect de câmp cu feedback compensator

Astăzi este deja dificil să surprinzi iubitorii de reproducere a sunetului de înaltă calitate sau designerii care știu să țină un fier de lipit cu un amplificator bazat pe tranzistori cu efect de câmp. Cele mai multe dintre aceste dispozitive, chiar și cele mai bune din lume, sunt construite conform schemei tradiționale cu o etapă de intrare diferențială și multe elemente suplimentare care nu participă la amplificarea semnalului, dar asigură stabilitate în timp și temperatură. Utilizarea tranzistoarelor complementare puternice cu diferite tipuri de conductivitate a canalului în etapele de ieșire nu a schimbat radical soluțiile de circuit tradiționale.

Ca urmare a cercetării creative active și a unei abateri conștiente de la numeroasele soluții de circuit stereotip dominante, am reușit să-mi creez propriul prototip original de amplificator care are cantitate minimă componente electronice si are stabilitate, fiabilitate si performante exceptionale care pot satisface chiar si cei mai sofisticati gurmanzi muzicali.

Principalii parametri ai amplificatorului cu o rezistență de sarcină de 8 ohmi sunt prezentați în tabel.

Parametru	Sens
Câștig de tensiune
Putere maximă de ieșire
Slew rate
Raspuns in frecventa		20 – 3 0000
instabilitate la mijloc
Tensiunea de zgomot de ieșire
THD

La dezvoltarea amplificatorului Atentie speciala a fost atrasă de indicatorii de calitate, de eficiență maximă și de numărul minim de piese utilizate, ceea ce a făcut posibilă creșterea semnificativă a fiabilității și simplificarea repetății. S-a luat în considerare și prezența și disponibilitatea pieselor în rețeaua de distribuție, ceea ce a redus semnificativ costul amplificatorului.

Amplificatorul (vezi diagrama) constă dintr-o etapă de intrare pe tranzistoare cu efect de câmp de putere redusă tip diferit conductivitatea VT1 și VT2 conectate conform circuitului cu o sursă comună, a cărei sarcină este rezistoarele R2 și R3. Rezistorul R1 conectează porțile acestor tranzistoare la masă și determină impedanța de intrare a amplificatorului și, împreună cu capacitatea condensatorului de cuplare de intrare C1, își stabilește răspunsul în frecvență în regiunea de joasă frecvență a spectrului audio. Tranzistoarele VT3 și VT4 sunt conectate conform unui circuit de bază comun, tensiunea pe care este setată de diodele zener VD1 și VD2 și asigură decuplarea tranzistorilor de intrare de componenta variabilă a semnalului lor de ieșire și, de asemenea, reduc sursa de alimentare CC excesivă. tensiune la drenurile lor. Tranzistoarele VT5 și VT6 sunt conectate conform unui circuit colector comun, joncțiunile lor bază-emițător sunt elemente de polarizare pentru tranzistoarele VT1 și VT2 și schimbând tensiune constantă pe bazele conectate prin rezistențele R7 și R10 cu ieșirea amplificatorului, compensează plecarea arbitrară a punctului de mijloc și creșterea curentului de repaus. Căderea tensiunii continue între rezistențele R2 și R3 deschide tranzistoarele de ieșire puternice VT7 și VT8 cu valoarea curentului de drenaj inițial (curent de repaus), care determină funcționarea amplificatorului în clasa AB.

Circuitul amplificatorului funcționează după cum urmează. Semiunda pozitivă a semnalului de intrare trece prin condensatorul C1 către poarta tranzistorului VT1 și provoacă o creștere a curentului de drenaj al acestuia, ca urmare a căderii de tensiune pe rezistorul R2 crește, ceea ce duce la deschiderea tranzistorul VT7 și apariția unui semnal pozitiv de semi-undă la ieșirea amplificatorului. Prin divizorul de tensiune de pe elementele R7, C2, R8, care stabilește câștigul întregului amplificator și emițătorul urmăritor pe tranzistorul VT5, o parte a semnalului de ieșire este alimentată la sursa tranzistorului VT1, acționând ca un negativ feedback care compensează distorsiunea neliniară a anvelopei semnalului, iar constanta îndepărtată din tensiunea rezistorului R11 stabilizează curentul de repaus și punctul de mijloc. Amplificarea semi-undă negativă a semnalului de intrare și stabilizarea parametrilor are loc în mod similar în jumătatea inferioară, superioară simetrică a circuitului. Rezistoarele R4 și R5, împreună cu capacitățile de intrare ale tranzistoarelor VT7 și VT8, formează filtre low-pass care limitează lățimea de bandă a amplificatorului și elimină autoexcitarea acestuia.

Amplificatorul este montat pe o placă de circuit imprimat din fibră de sticlă folie unilaterală cu o dimensiune de 115 ´ 63 mm și o grosime de 2 - 3 mm. Mai jos este un desen al PCB-ului din partea laterală a șinelor.

Configurarea amplificatorului se reduce la setarea curentului de repaus prin tranzistoarele de ieșire cu trimmerele R2 și R3, precum și a tensiunii zero la ieșirea amplificatorului (punctul de mijloc). Pentru a face acest lucru, rezistențele R2 și R3 sunt setate în poziția de mijloc, ieșirea amplificatorului este încărcată pe o lampă incandescentă de putere redusă cu o tensiune de 24V și se aplică tensiunea de alimentare. În acest caz, lampa nu ar trebui să se aprindă, ceea ce indică instalarea corectă și piese reparabile. Rotind alternativ și ușor ambele rezistențe de reglare în direcția creșterii valorii lor, ele obțin apariția curentului prin tranzistoarele VT7 și VT8, care este controlat de un milivoltmetru digital de căderea de tensiune pe rezistorul R11 sau R12. Valoarea acestei tensiuni ar trebui să fie între 15 - 20 mV, ceea ce corespunde unui curent de repaus de 75 - 100 mA. Dacă punctul de mijloc de la ieșirea amplificatorului este deplasat spre plus, acesta este setat de rezistența de reglare R2, dacă este deplasat spre minus, este setat de rezistența de reglare R3. Curentul de repaus al tranzistorilor de ieșire este din nou controlat și, dacă este necesar, operația se repetă din nou.

Amplificatorul rămâne operațional la o tensiune de alimentare de ±15 până la ±30 volți. Este necesar să se folosească doar o sursă de alimentare pentru un curent de cel puțin 5 amperi, diode zener VD 1 și VD 2 pentru o tensiune egală cu jumătate din tensiunea de alimentare, condensatorii C5 și C6 pentru corespunzătoare. tensiune de operare, iar cu funcționarea constantă a amplificatorului pentru ieșire maximă, puterea rezistențelor R11 și R12 ar trebui să crească la 5 wați.

Tranzistoarele de intrare VT1 și VT2 trebuie să aibă curenți inițiali de scurgere IDSS egali sau apropiati. Tranzistoarele de ieșire VT7 și VT8 trebuie selectate cu o tensiune de deschidere a canalului închis VGS (to) care pentru acest tip de tranzistoare poate fi de la 3 la 4 volți. Acest lucru se poate face direct la cumpărare, convenind cu vânzătorul și folosind un dispozitiv simplu de casă sau industrial. Tipurile de tranzistoare indicate în diagramă se îmbină bine, acestea trebuie instalate pe radiatoare cu o suprafață corespunzătoare puterii prin garnituri speciale izolatoare. Rezistoarele R2 și R3 sunt de tipul de precizie cu mai multe ture SP3-39A, SP5-2 sau similare. Condensatoarele electrolitice C2 și C3 sunt aplicate de tip nepolar, la utilizare blocarea impulsurilor condensatoarele de alimentare C5 și C6 ar trebui să fie manevrate cu condensatoare neinductive capacitate 0,1- 1,0 uF. Rezistoarele R11 și R12 sunt siguranțe de tip fără fire, care se rup atunci când sunt supraîncărcate.

Una dintre principalele caracteristici ale circuitului amplificator este că semnalul de ieșire, amplificat de tranzistori puternici, este preluat din drenurile lor, care nu sunt electrozi de control. Acest lucru a redus semnificativ distorsiunea specifică cauzată de back-EMF al bobinei de voce a difuzorului pe tranzistoarele de ieșire, dacă semnalul este preluat de la sursele sau emițătorii acestora. Astfel, acest amplificator, conform principiului de funcționare, este echivalat cu unul cu tub, cu toate acestea, îl depășește semnificativ în ceea ce privește eficiența, lățimea de bandă a frecvențelor reproductibile, viteza și fiabilitatea, ca să nu mai vorbim de distorsiunea și costul componentelor.

O proprietate importantă a tranzistoarelor cu efect de câmp este că atunci când sunt supraîncălzite, conductivitatea canalului lor scade, respectiv, abruptul caracteristicii și curentul de scurgere scade, ceea ce îi protejează automat de defalcarea termică. O altă proprietate a tranzistoarelor cu efect de câmp utilizate în treapta de ieșire a amplificatorului este răspunsul lor tranzitoriu pătratic, care ajută la reducerea distorsiunii neliniare la niveluri mari de putere de ieșire. Cu cât este mai mare curentul prin tranzistoarele VT7 și VT8, cu atât panta și câștigul lor devin mai mari și cu atât feedback-ul negativ devine mai profund.

Când amplificatorul este conectat la rețea, până când se atinge jumătate din tensiunea de alimentare pe condensatoarele C5 și C6, diodele zener VD1 și VD2 se dovedesc a fi blocate și, odată cu ele, toate tranzistoarele, a căror deblocare are loc fără probleme și simultan în ambele jumătăți ale circuitului, ceea ce elimină complet bang neplăcut tipic pentru multe modele similare în difuzor. Din acest motiv, amplificatorul nu se teme de opriri și porniri de urgență chiar și atunci când funcționează la putere de ieșire maximă.

Amplificatorul a fost testat în funcționare cu diferite surse de semnal, la diferite temperaturi ambientale și și-a demonstrat fiabilitatea ridicată, ieșirea excelentă și caracteristicile dinamice și este recomandat iubitorilor de reproducere a sunetului de înaltă calitate acasă sau profesională. Blocul de reglare a volumului, timbrelor și echilibrului poate fi realizat după schema dată pe site-ul http://cxem.net/sound/tembrs/tembr14.php folosind un cip specializat TDA1524A. Dacă este necesar, la circuit poate fi adăugat și un amplificator de semnal de microfon realizat conform oricărei scheme cunoscute. Locația pieselor de pe placa amplificatorului este prezentată în figura de mai jos.

Pentru a crește liniaritatea amplificatorului și a reduce și mai mult coeficientul de distorsiune neliniară, puteți conexiune paralelăîn fiecare braț a două tranzistoare de ieșire și reglarea (ajustarea valorii) a unuia dintre rezistențele R8 sau R9 din circuitul de reacție. Dacă eliminați condensatorul de tranziție C 1, circuitul poate fi transformat într-un amplificator DC liniar puternic pentru automatizare, telemecanică și sisteme de control.

Iurko Strelkov-Serga
PO Box 5000 Vinnitsa-18
[email protected]

Amplificatoarele cu tranzistori cu efect de câmp (FET) au o impedanță de intrare mare. În mod obișnuit, astfel de amplificatoare sunt utilizate ca primele etape ale preamplificatoarelor, amplificatoarelor de curent continuu pentru măsurare și alte echipamente electronice.
Utilizarea amplificatoarelor cu o impedanță de intrare mare în primele etape face posibilă potrivirea surselor de semnal cu o rezistență internă mare cu trepte ulterioare de amplificator mai puternice cu o impedanță de intrare mică. Etapele de amplificare pe tranzistoarele cu efect de câmp sunt cel mai adesea efectuate conform unui circuit cu sursă comună.

Deoarece tensiunea de polarizare dintre poartă și sursă este zero, modul de repaus al tranzistorului VT este caracterizat de poziția punctului A pe caracteristica dren-gate la U GD = 0 (Fig. 15, b).
În acest caz, atunci când la intrarea amplificatorului este furnizată o tensiune alternativă armonică (adică sinusoidală) U GS cu amplitudinea U mZI, semiciclurile pozitive și negative ale acestei tensiuni vor fi amplificate diferit: cu o jumătate negativă. ciclu al tensiunii de intrare U GS, amplitudinea componentei variabile a curentului de drenaj I "mc va fi mai mare decât cu un semiciclu pozitiv (I "" mc), deoarece panta caracteristicii porții de scurgere în secțiune AB este mai mare în comparație cu panta din secțiunea AC: Ca urmare, forma componentei variabile a curentului de scurgere și tensiunea alternativă pe care o creează pe sarcina U OUT vor diferi de forma tensiunii de intrare, adică va exista distorsiunea semnalului amplificat.
Pentru a reduce distorsiunea semnalului în timpul amplificării sale, este necesar să se asigure funcționarea tranzistorului cu efect de câmp la o înclinație constantă a caracteristicii sale de dren-gate, adică în secțiunea liniară a acestei caracteristici.
În acest scop, un rezistor R și este inclus în circuitul sursă (Fig. 16, a).

Curentul de scurgere I C0 care curge prin rezistor creează o tensiune pe acesta
U Ri =I C0 Ri, care se aplică între sursă și poartă, inclusiv EAF format între regiunile de poartă și sursă, în sens invers. Aceasta duce la o scădere a curentului de scurgere și modul de funcționare va fi caracterizat în acest caz de punctul A "(Fig. 16, b).

Pentru a preveni o scădere a câștigului, un condensator C este conectat în paralel cu rezistorul R și capacitate mare, care elimină feedback-ul negativ asupra curent alternativ, format dintr-o tensiune alternativă pe rezistorul R și. În modul caracterizat prin punctul A", panta caracteristicii porții de scurgere în timpul amplificării tensiunii alternative rămâne aproximativ aceeași cu amplificarea semiciclurilor pozitive și negative ale tensiunii de intrare, ca urmare a distorsiunii de semnalele amplificate vor fi nesemnificative
(secțiunile A „B” și A „C” sunt aproximativ egale).
Dacă, în modul de repaus, tensiunea dintre poartă și sursă este notată cu U ZIO, iar curentul de scurgere care curge prin FET este I C0, atunci rezistența rezistorului R și (în ohmi) poate fi calculată prin formula :
Ri \u003d 1000 U ZIO / I C0,
în care curentul de drenaj I C0 este substituit în miliamperi.
Circuitul amplificator prezentat în Fig. 15 utilizează un FET cu o joncțiune p-n de control și un canal de tip p. Dacă un tranzistor similar este utilizat ca FET, dar cu un canal de tip n, circuitul rămâne același și doar polaritatea conexiunii de alimentare se schimbă.
Amplificatoarele realizate pe tranzistoare cu efect de câmp MOS cu un canal indus sau încorporat au o rezistență de intrare și mai mare. La DC impedanța de intrare a unor astfel de amplificatoare poate depăși 100 MΩ. Deoarece tensiunile lor de poartă și de scurgere au aceeași polaritate, pentru a furniza tensiunea de polarizare necesară în circuitul de poartă, puteți utiliza tensiunea de alimentare G C conectându-l la un divizor de tensiune conectat la intrarea tranzistorului în modul prezentat în Fig. .17.

Amplificatoare comune de scurgere

Circuitul amplificator FET cu scurgere comună este similar cu circuitul amplificator cu colector comun. Figura 18a prezintă o diagramă a unui amplificator cu un dren comun pe un FET cu o joncțiune p-n de control și un canal de tip p.

Rezistorul Ri este conectat la circuitul sursă, iar drenajul este conectat direct la polul negativ al sursei de alimentare. Prin urmare, curentul de scurgere, care depinde de tensiunea de intrare, creează o cădere de tensiune numai pe rezistorul Ri. Funcționarea cascadei este ilustrată de graficele prezentate în Fig. 18b pentru cazul în care tensiunea de intrare are formă sinusoidală. În starea inițială, curentul de drenaj I C0 trece prin tranzistor, care creează o tensiune U I0 (U OUT0) pe rezistorul R. În timpul semiciclului pozitiv al tensiunii de intrare, polarizarea inversă dintre poartă și sursă crește, ceea ce duce la o scădere a curentului de scurgere și a valorii absolute a tensiunii pe rezistorul Ri. În semiciclul negativ al tensiunii de intrare, dimpotrivă, tensiunea de polarizare a porții scade, curentul de scurgere și valoarea absolută a tensiunii la rezistorul R și cresc. Ca urmare, tensiunea de ieșire preluată de la rezistorul Ri, adică de la sursa FET-ului (Fig. 18, b), are aceeași formă ca și tensiunea de intrare.
În acest sens, amplificatoarele cu dren comun se numesc adepți sursă (tensiunea sursei repetă tensiunea de intrare ca formă și valoare).

Pentru conversie se folosesc amplificatoare de joasă frecvență (ULF). semnale slabe predominant în domeniul audio în semnale mai puternice acceptabile pentru percepție directă prin electrodinamici sau alți emițători de sunet.

Rețineți că amplificatoarele de înaltă frecvență până la frecvențe de 10 ... 100 MHz sunt construite conform schemelor similare, întreaga diferență se reduce cel mai adesea la faptul că valorile capacităților condensatoarelor unor astfel de amplificatoare scad. de câte ori frecvența semnalului de înaltă frecvență depășește frecvența semnalului de joasă frecvență.

Un simplu amplificator cu un singur tranzistor

Cel mai simplu ULF, realizat conform schemei cu un emițător comun, este prezentat în Fig. 1. O capsulă telefonică a fost folosită ca încărcătură. Tensiune admisă sursa de alimentare pentru acest amplificator 3 ... 12 V.

Este de dorit să se determine experimental valoarea rezistorului de polarizare R1 (zeci de kΩ), deoarece valoarea sa optimă depinde de tensiunea de alimentare a amplificatorului, rezistența capsulei telefonice și coeficientul de transmisie al unei anumite instanțe a tranzistorului. .

Orez. 1. Schema unui ULF simplu pe un tranzistor + condensator și rezistor.

Pentru a selecta valoarea inițială a rezistenței R1, trebuie luat în considerare faptul că valoarea acestuia ar trebui să fie de aproximativ o sută sau de mai multe ori mai mare decât rezistența inclusă în circuitul de sarcină. Pentru a selecta un rezistor de polarizare, se recomandă conectarea în serie rezistor fix cu o rezistență de 20 ... 30 kOhm și o rezistență variabilă de 100 ... 1000 kOhm, după care, aplicându-se la intrarea amplificatorului semnal sonor amplitudine mică, de exemplu, de la un magnetofon sau un player, prin rotirea butonului rezistor variabil obține cea mai buna calitate semnal la cel mai mare volum.

Valoarea capacității condensatorului de tranziție C1 (Fig. 1) poate fi în intervalul de la 1 la 100 de microfaradi: cu cât valoarea acestei capacități este mai mare, cu atât frecvențele mai mici ULF-ul poate amplifica. Pentru a stăpâni tehnica de amplificare a frecvențelor joase, se recomandă experimentarea cu selecția valorilor elementelor și a modurilor de funcționare ale amplificatoarelor (Fig. 1 - 4).

Opțiuni îmbunătățite de amplificator cu un singur tranzistor

Complicat și îmbunătățit în comparație cu schema din fig. 1 circuite amplificatoare sunt prezentate în fig. 2 și 3. În schema din fig. 2, treapta de amplificare conține în plus un circuit de feedback negativ dependent de frecvență (rezistor R2 și condensator C2), care îmbunătățește calitatea semnalului.

Orez. 2. Schema unui ULF cu un singur tranzistor cu un lanț de feedback negativ dependent de frecvență.

Orez. 3. Un amplificator cu un singur tranzistor cu un divizor pentru a furniza o tensiune de polarizare la baza tranzistorului.

Orez. 4. Amplificator cu un singur tranzistor cu setare automată de polarizare pentru baza tranzistorului.

În diagrama din fig. 3, polarizarea la baza tranzistorului este setată mai „rigid” folosind un divizor, ceea ce îmbunătățește calitatea amplificatorului atunci când condițiile de funcționare ale acestuia se schimbă. În circuitul din fig. patru.

Amplificator cu tranzistor în două trepte

Prin conectarea în serie a două cele mai simple trepte de amplificare (Fig. 1), puteți obține un ULF în două trepte (Fig. 5). Câștigul unui astfel de amplificator este egal cu produsul câștigurilor etajelor individuale. Cu toate acestea, nu este ușor să obțineți un câștig mare stabil cu o creștere ulterioară a numărului de etape: cel mai probabil amplificatorul se va autoexcita.

Orez. 5. Schema unui amplificator de bas simplu în două trepte.

Noile dezvoltări ale amplificatoarelor de joasă frecvență, ale căror circuite sunt adesea citate în paginile revistelor din ultimii ani, vizează obținerea unui coeficient minim de distorsiune neliniară, creșterea puterii de ieșire, extinderea lățimii de bandă a frecvențelor amplificate etc.

În același timp, atunci când se instalează diverse dispozitive și se efectuează experimente, este adesea nevoie de un ULF simplu, care poate fi asamblat în câteva minute. Un astfel de amplificator trebuie să conțină un număr minim de elemente deficitare și să funcționeze într-o gamă largă de tensiune de alimentare și rezistență de sarcină.

Circuit ULF pe tranzistoare cu efect de câmp și siliciu

În fig. 6 [Rl 3/00-14]. Impedanța de intrare a amplificatorului este determinată de valoarea potențiometrului R1 și poate varia de la sute de ohmi la zeci de megaohmi. Ieșirea amplificatorului poate fi conectată la o sarcină cu o rezistență de 2 ... 4 până la 64 ohmi și mai mare.

Cu o sarcină de înaltă rezistență, tranzistorul KT315 poate fi utilizat ca VT2. Amplificatorul este operabil în intervalul de tensiune de alimentare de la 3 la 15 V, deși performanța sa acceptabilă este menținută chiar și atunci când tensiunea de alimentare este redusă la 0,6 V.

Condensatorul C1 poate fi selectat de la 1 la 100 microfarad. În acest din urmă caz ​​(C1 \u003d 100 μF), ULF poate funcționa în banda de frecvență de la 50 Hz la 200 kHz și mai sus.

Orez. 6. Schema amplificator simplu frecvență joasă pe două tranzistoare.

Amplitudinea semnalului de intrare ULF nu trebuie să depășească 0,5 ... 0,7 V. Puterea de ieșire a amplificatorului poate varia de la zeci de mW la unități de W, în funcție de rezistența de sarcină și de mărimea tensiunii de alimentare.

Configurarea amplificatorului constă în selectarea rezistențelor R2 și R3. Cu ajutorul lor, se setează tensiunea la scurgerea tranzistorului VT1, egală cu 50 ... 60% din tensiunea sursei de alimentare. Tranzistorul VT2 trebuie instalat pe o placă radiator (radiator).

ULF în cascadă cu conexiune directă

Pe fig. 7 prezintă o diagramă a unui alt ULF exterior simplu cu conexiuni directe între cascade. Acest tip de conexiune îmbunătățește răspunsul în frecvență al amplificatorului în regiunea de joasă frecvență, circuitul în ansamblu este simplificat.

Orez. 7. schema circuitului ULF cu trei cascade cu legătură directă între cascade.

În același timp, reglarea amplificatorului este complicată de faptul că fiecare rezistență a amplificatorului trebuie selectată în individual. Aproximativ, raportul dintre rezistențele R2 și R3, R3 și R4, R4 și R BF ar trebui să fie între (30 ... 50) la 1. Rezistorul R1 ar trebui să fie de 0,1 ... 2 kOhm. Calculul amplificatorului prezentat în fig. 7 poate fi găsit în literatură, de exemplu [P 9/70-60].

Scheme de ULF în cascadă pe tranzistoare bipolare

Pe fig. 8 și 9 prezintă circuite ULF cascode pe tranzistoare bipolare. Astfel de amplificatoare au un câștig Ku destul de mare. Amplificatorul din fig. 8 are Ku=5 în banda de frecvență de la 30 Hz la 120 kHz [MK 2/86-15]. ULF conform schemei din Fig. 9 cu un coeficient armonic mai mic de 1% are un castig de 100 [RL 3/99-10].

Orez. 8. ULF în cascadă pe două tranzistoare cu câștig = 5.

Orez. 9. ULF în cascadă pe două tranzistoare cu câștig = 100.

ULF economic pe trei tranzistoare

Pentru echipamente electronice portabile parametru important este eficiența ULF. Schema unui astfel de ULF este prezentată în fig. 10 [RL 3/00-14]. Aici, se utilizează o conexiune în cascadă a unui tranzistor cu efect de câmp VT1 și a unui tranzistor bipolar VT3, iar tranzistorul VT2 este pornit în așa fel încât să stabilizeze punctul de funcționare al VT1 și VT3.

Odată cu creșterea tensiunii de intrare, acest tranzistor oprește joncțiunea emițător-bază VT3 și reduce valoarea curentului care curge prin tranzistoarele VT1 și VT3.

Orez. 10. Schema unui amplificator simplu economic de joasă frecvență pe trei tranzistoare.

Ca și în circuitul de mai sus (vezi Fig. 6), impedanța de intrare a acestui ULF poate fi setată în intervalul de la zeci de ohmi la zeci de megaohmi. Un grund telefonic, de exemplu, TK-67 sau TM-2V, a fost folosit ca sarcină. O capsulă de telefon conectată cu o priză poate servi simultan ca întrerupător de alimentare pentru circuit.

Tensiunea de alimentare ULF variază de la 1,5 la 15 V, deși dispozitivul rămâne operațional chiar și atunci când tensiunea de alimentare scade la 0,6 V. În intervalul de tensiune de alimentare de 2 ... 15 V, curentul consumat de amplificator este descris de expresia :

1(µA) = 52 + 13*(Upit)*(Upit),

unde Upit este tensiunea de alimentare în Volți (V).

Dacă opriți tranzistorul VT2, curentul consumat de dispozitiv crește cu un ordin de mărime.

ULF cu două cascade cu conexiune directă între cascade

Exemple de ULF cu conexiuni directe și o selecție minimă a modului de funcționare sunt circuitele prezentate în Fig. 11 - 14. Au câștig mare și stabilitate bună.

Orez. 11. Un simplu ULF în două etape pentru un microfon (nivel scăzut de zgomot, câștig mare).

Orez. 12. Amplificator de joasă frecvență în două trepte bazat pe tranzistoare KT315.

Orez. 13. Amplificator de joasă frecvență în două trepte bazat pe tranzistoare KT315 - opțiunea 2.

Amplificatorul de microfon (Fig. 11) este caracterizat nivel scăzut zgomot intrinsec și câștig mare [MK 5/83-XIV]. Un microfon de tip electrodinamic a fost folosit ca microfon BM1.

O capsulă telefonică poate acționa și ca microfon. Stabilizarea punctului de funcționare (polarizare inițială pe baza tranzistorului de intrare) a amplificatoarelor din fig. 11 - 13 este realizată din cauza căderii de tensiune pe rezistența emițătorului celei de-a doua etape de amplificare.

Orez. 14. ULF în două trepte cu un tranzistor cu efect de câmp.

Amplificatorul (Fig. 14), care are o rezistență mare de intrare (aproximativ 1 MΩ), este realizat pe un tranzistor cu efect de câmp VT1 (sursă follower) și bipolar - VT2 (cu unul comun).

În fig. cincisprezece.

Orez. 15. schema unui ULF simplu în două trepte pe două tranzistoare cu efect de câmp.

Circuite ULF pentru lucrul cu sarcină de ohm scăzut

ULF tipice, concepute pentru a funcționa la o sarcină cu rezistență scăzută și având o putere de ieșire de zeci de mW sau mai mult, sunt prezentate în Fig. 16, 17.

Orez. 16. Un ULF simplu pentru lucrul cu o sarcină cu rezistență scăzută.

Capul electrodinamic BA1 poate fi conectat la ieșirea amplificatorului, așa cum se arată în fig. 16, sau în diagonala podului (Fig. 17). Dacă sursa de alimentare este formată din două baterii (acumulatoare) conectate în serie, ieșirea capului BA1, exact conform diagramei, poate fi conectată direct la mijlocul acestora, fără condensatori C3, C4.

Orez. 17. Circuit amplificator de joasă frecvență cu includerea unei sarcini de rezistență scăzută în diagonala punții.

Dacă aveți nevoie de un circuit pentru un tub simplu ULF, atunci un astfel de amplificator poate fi asamblat chiar și pe o singură lampă, consultați site-ul nostru de electronice în secțiunea corespunzătoare.

Literatură: Shustov M.A. Practical Circuitry (Cartea 1), 2003.

Corecții în postare:în fig. 16 și 17 în locul diodei D9, este instalat un lanț de diode.