Schema schematică a unei surse de alimentare comutatoare pentru un computer. Sursă de alimentare comutată puternică
O clasă de master despre crearea unei surse de alimentare comutatoare de casă cu propriile mâini.
Autorul designului (Sergey Kuznetsov, site-ul său este classd.fromru.com) a dezvoltat această sursă de alimentare de rețea de casă
pentru alimentarea unui puternic UMZCH (Audio Frequency Power Amplifier). Beneficiile comutării surselor de alimentareîn fața surselor de alimentare convenționale cu transformatoare sunt evidente:
- Greutatea produsului rezultat este mult mai mică
- Dimensiunile sursei de alimentare comutatoare sunt mult mai mici.
- Eficiența produsului și, în consecință, disiparea căldurii este mai mică
- Gama de tensiuni de alimentare (supratensiuni în rețea) la care sursa de alimentare poate funcționa stabil este mult mai largă.
Cu toate acestea, realizarea unei surse de alimentare comutatoare necesită mult mai mult efort și cunoștințe decât realizarea unei surse de alimentare convenționale de joasă frecvență de 50 Hz. Sursa de alimentare cu frecvență joasă constă dintr-un transformator de rețea, o punte de diode și condensatoare cu filtru de netezire, în timp ce o sursă de alimentare cu impulsuri are o structură mult mai complexă.
Principalul dezavantaj al comutării surselor de alimentare din rețea este prezența interferențelor de înaltă frecvență, care va trebui depășită dacă placa de circuit imprimat este trasată incorect sau dacă baza componentelor este aleasă incorect. Când porniți UPS-ul, de regulă, se observă o scânteie puternică în priză. Acest lucru se datorează curentului de pornire de vârf mare al sursei de alimentare, datorită încărcării condensatoarelor filtrului de intrare. Pentru a elimina astfel de creșteri ale curentului, dezvoltatorii proiectează diverse sisteme de „pornire uşoară” care încarcă condensatorii de filtru cu un curent scăzut în prima fază de funcționare, iar la sfârșitul încărcării organizează alimentarea cu tensiune de rețea completă a UPS-ului. În acest caz, se utilizează o versiune simplificată a unui astfel de sistem, care este un rezistor și un termistor conectate în serie, limitând curentul de încărcare al condensatorilor.
Circuitul se bazează pe controlerul IR2153 PWM într-un circuit de comutare standard. Tranzistoarele cu efect de câmp IRFI840GLC pot fi înlocuite cu IRFIBC30G, autorul nu recomandă instalarea altor tranzistoare, deoarece acest lucru va atrage după sine necesitatea reducerii ratingurilor lui R2, R3 și, în consecință, la o creștere a căldurii generate. Tensiunea de pe controlerul PWM trebuie să fie de cel puțin 10 volți. Funcționarea microcircuitului de la o tensiune de 11-14 volți este de dorit. Componentele L1 C13 R8 îmbunătățesc modul de funcționare al tranzistoarelor.
Inductoarele situate la ieșirea sursei de alimentare de 10 μg sunt înfășurate cu sârmă de 1 mm pe gantere din ferită cu o permeabilitate magnetică de 600 NN. Puteți înfășura pe lansete de la receptoare vechi, sunt suficiente 10-15 spire. Condensatorii din sursa de alimentare trebuie să aibă impedanță scăzută pentru a reduce zgomotul RF.
Transformatorul a fost calculat folosind programul Transformer 2. Inducția ar trebui să fie aleasă cât mai mică posibil, de preferință nu mai mult de 0,25. Frecvență în regiunea 40-80k. Autorul nu recomandă utilizarea inelelor de producție internă, având în vedere neidentitatea parametrilor de ferită și pierderile semnificative în transformator. Placa de circuit imprimat a fost proiectată pentru un transformator de dimensiunea 30x19x20. La reglarea sursei de alimentare, este interzisă conectarea la masă a osciloscopului la punctul de conectare al tranzistorilor. Este indicat să porniți pentru prima dată alimentarea cu o lampă de 220V cu o putere de 25-40W conectată în serie cu sursa, în timp ce UPS-ul nu poate fi încărcat puternic. Placa de circuit imprimat a blocului în format LAY poate fi descărcată
Buna draga pisica! La multi ani tie si toate cele bune, ca sa zic asa! Și ca un cadou, acceptă un lucru atât de util ca sursă de alimentare pentru un amplificator.
ATENŢIE!
Unele dintre elementele acestui dispozitiv sunt sub tensiune de rețea care pune viața în pericol! Unele elemente păstrează o sarcină electrică periculoasă după ce dispozitivul este deconectat de la rețea! Prin urmare, atunci când instalați, reglați și lucrați cu dispozitivul, este necesar să respectați cerințele de siguranță electrică. Repetând dispozitivul, acționați pe propriul risc și risc. Eu, autorul, NU asum nicio responsabilitate pentru orice daune morale și materiale, daune aduse proprietății, sănătății și vieții cauzate de repetarea, utilizarea sau incapacitatea de a utiliza acest design.
Deci, să începem.
Dispute despre bine sau rău sursa de puls sursele de alimentare pentru UMZCH (denumite în continuare IIP) nu intră în domeniul de aplicare al acestui articol. Personal, cred că un SMPS proiectat, lipit și reglat corespunzător nu este mai rău (și în unele privințe chiar mai bun) decât un PSU clasic cu un transformator de rețea.
În cazul meu, utilizarea SMPS a fost necesară pentru că am vrut să-mi potrivesc amplificatorul într-o carcasă plată.
Înainte de a dezvolta acest SMPS, am studiat multe circuite gata făcute disponibile pe net și în literatură. Deci, printre radioamatorii, sunt foarte populare diferite variante ale circuitului SMPS nestabilizat de pe cipul IR2153. Avantajul acestor scheme este doar unul - simplitatea. În ceea ce privește fiabilitatea, nu este niciuna - IC-ul în sine nu are funcția de protecție la suprasarcină și de pornire ușoară pentru încărcarea electroliților de ieșire, iar adăugarea acestor funcții privează SMPS de avantajul său - simplitatea. În plus, implementarea unei porniri ușoare pe acest IC este extrem de îndoielnică - nu permite modificarea lățimii impulsului, iar metodele bazate pe schimbarea frecvenței IC sunt ineficiente într-un SMPS "normal" cu jumătate de punte și sunt aplicabile în convertoare rezonante. Cumva nu am vrut să bat electroliți și cheile cu curenți uriași atunci când unitatea era pornită.
S-a luat în considerare și posibilitatea utilizării binecunoscutului IC TL494. Cu toate acestea, printr-un studiu mai profund al acestuia, s-a dovedit că pentru o funcționare fiabilă în jurul acestui IC, va trebui să agățați o grămadă de tot felul de tranzistoare, rezistențe, condensatoare și diode. Și aceasta „nu este metoda noastră” :-)
Drept urmare, alegerea a căzut pe un microcircuit mai modern și mai rapid numit UC3825 (analogul rusesc al lui K1156EU2). O descriere detaliată a acestui IC poate fi găsită în fișa sa de date rusă și în revista Radio.
- Control MOSFET de putere.
- Lucrați în dispozitive cu feedback de tensiune și curent.
- Funcționează la frecvențe de până la 1 MHz.
- Întârzierea de propagare a semnalului prin circuit este de 50 ns.
- Ieșiri semi-punte pentru curent de până la 1,5 A.
- Amplificator de eroare de bandă largă.
- Prezența unui zăvor PWM.
- Limitare curentă în fiecare perioadă.
- Pornire lină. Limitarea valorii duratei maxime a impulsului de ieșire.
- Protecție la subtensiune cu histerezis.
- Oprirea circuitului printr-un semnal extern.
- Sursă de tensiune de referință precisă (5,1 V +/- 1%).
- Carcasa „DIP-16”
Ei bine, exact ce ai nevoie! Luați în considerare acum IIP-ul însuși.
Specificații
Tensiune de intrare, V................................................. ....... 176…265;
Puterea de sarcină totală nominală, W ................... 217,5;
Nivelul semnalului de control la care alimentatorul este pornit ......... Jurnal. 1 CMOS;
Nivelul semnalului la care alimentatorul este oprit ..................<0,6 В или NC;
Eficiență la sarcină maximă, %................................................ 80;
Dimensiuni (Lxlxh), mm ............................................. ... ...........212x97x45
Tensiuni de ieșire
schema circuitului
Schema schematică a SMPS este prezentată în figură.
Prin arhitectură, acest PSU seamănă cu SMPS-ul computerelor în format ATX. Tensiunea de rețea prin siguranțele FU1 și FU2 este furnizată filtrului de rețea și transformatorului de putere de rezervă. Utilizarea a două siguranțe este necesară din motive de siguranță - cu o siguranță comună în cazul unui scurtcircuit în înfășurarea T1, curentul din circuitul său nu va fi suficient pentru a arde această siguranță și puterea eliberată de transformatorul defect. este suficient pentru a-l aprinde.
Filtrul de rețea conține un inductor L1 cu două înfășurări, condensatori X C1, C2 și condensatori Y C3, C4 și nu are caracteristici speciale. Varistorul RV1 protejează SMPS-ul de supratensiuni de înaltă tensiune în rețea și atunci când tensiunea rețelei depășește valoarea maximă admisă.
Termistorul NTC RK1 limitează curentul de încărcare al condensatorului C5 atunci când SMPS este conectat la rețea.
Tensiunea redresată de puntea VD1 și netezită de condensatorul C5 este furnizată invertorului cu jumătate de punte format din MOSFET-urile VT1, VT2 și condensatoarele divizorului capacitiv C6, C7. Construcția separată a filtrului de intrare și a divizorului capacitiv face posibilă facilitarea funcționării condensatorului de oxid al filtrului, care are o valoare ESR relativ mare. Rezistoarele R5, R6 egalizează tensiunea pe condensatoarele divizorului.
Un transformator de impuls de putere T4 este inclus în diagonala semi-puntului.
Circuitele de ieșire ale SMPS conțin redresoare bazate pe diode VD5 - VD8, VD9 - VD12, bobine de stabilizare de grup (DGS) L3 și filtre în formă de U C11 - C16, L4, L5 și C17 - C22, L6, L7. Condensatoarele ceramice C13, C14, C17, C18 facilitează funcționarea electroliților respectivi. Rezistoarele R11 - R14 creează sarcina inițială necesară pentru funcționarea normală a SMPS La ralanti.
Lanțuri C8, R7; C9, R9; C10, R10 - amortizare. Ele limitează emisiile EMF ale inductanței de scurgere auto-induse și reduc interferența generată de SMPS.
Circuitul de control nu se potrivea pe placa principală, așa că a fost asamblat ca un modul A1 pe o placă suplimentară.
După cum probabil ați ghicit deja, baza sa este cipul DA2 UC3825AN. Este alimentat de un stabilizator integral pe Krenka DA1. Condensatoarele C1 și C7 - filtru de putere. Ele, conform LH, ar trebui să fie situate cât mai aproape de concluziile corespunzătoare ale DA2. Condensatorul C5 și rezistența R8 sunt setate în frecvență. Cu evaluările indicate pe diagramă, frecvența de conversie a PSU este aproximativ egală cu 56 kHz (frecvența de funcționare a circuitului integrat este de 2 ori mai mare - avem un SMPS push-pull). Condensatorul C4 stabilește durata pornirii soft, în acest caz - 78 ms. Condensatorul C2 filtrează zgomotul la ieșirea sursei de tensiune de referință. Elementele C6, R9, R10 sunt circuitul de compensare a amplificatorului de eroare, iar R4, R6 sunt divizorul de tensiune de ieșire al PSU, de la care este preluat semnalul de feedback.
Protecția la supracurent este implementată pe transformatorul de curent T3. Semnalul din înfășurarea sa secundară este rectificat de un redresor pe diodele VD3, VD4 (placa principală). Rezistorul R8 (pe placa principală) este sarcina transformatorului de curent. Semnalul de la R8 prin circuitul de filtru R7, C3 (în modulul A1) este alimentat la intrarea limită de curent DA2. Acest PSU implementează limitarea curentului pe ciclu, adică microcircuitul nu permite ca curentul prin taste să crească la valori periculoase. Când tensiunea atinge 1 V la pinul 9, microcircuitul limitează lățimea impulsului. Dacă a avut loc un scurtcircuit în sarcină și curentul tastelor a crescut mai repede decât a avut timp DA2 să reacționeze la acesta, tensiunea la pinul 9 va depăși 1,4 V. Microcircuitul descarcă C4 și este tăiat. Curentul din circuitul de înfășurare primar dispare și microcircuitul repornește. Astfel, în timpul unui scurtcircuit în sarcină, SMPS intră într-un mod „sughiț”.
Porțile tranzistoarelor cu efect de câmp sunt controlate folosind transformatorul T2. În prezent, utilizarea oricăror drivere bootstrap de înaltă tensiune, cum ar fi IR2110 etc., a devenit larg răspândită. Cu toate acestea, dezavantajul unor astfel de microcircuite este că, atunci când orice element se defectează, TOATĂ partea de înaltă tensiune a PSU și nodurile conectate galvanic pentru a se arde (pe care a trebuit să-l întâlnesc în procesul de experimente cu aceste microcircuite). În plus, aceste circuite integrate nu asigură izolarea galvanică a circuitului de control de partea de înaltă tensiune, ceea ce este inacceptabil pentru arhitectura selectată. Puteți citi despre caracteristicile controlului porții și puteți descărca un program pentru calcularea transformatorului de control.
Diodele Schottky VD1 - VD4 din modulul A1 protejează ieșirile driverului cipului de control. Acest lucru este facilitat și de rezistența R11.
Pe elementele VT1, VT2, R1 - R5 este asamblat un circuit pentru oprirea SMPS. Ideea tuturor este să scurtați C4, punând astfel cipul de control în modul de așteptare. Astfel de clopote și fluiere sunt necesare pentru o oprire garantată a SMPS, chiar dacă intrarea de oprire a rămas brusc în aer (procentul ars în unitatea de comandă, firul s-a rupt) sau alimentarea de așteptare a eșuat. Cu alte cuvinte, funcționarea DA2 va fi blocată până când acesta este alimentat și, în același timp, nivelul de jurnal nu este aplicat la intrarea de control a SMPS. unu.
SMPS are o sursă de alimentare de așteptare care poate fi utilizată pentru a alimenta o unitate de control a amplificatorului cu funcție de pornire de la distanță.
Baza sursei de alimentare de așteptare este transformatorul T1. Utilizarea unui transformator „convențional”, de 50 Hz, mărește fiabilitatea dispozitivului în comparație cu convertoarele flyback cu impulsuri care sunt utilizate pe scară largă în sursele de alimentare ale computerelor, care foarte des mor, creând diverse efecte pirotehnice. Cu toate acestea, camera de serviciu presupune lucru non-stop. Tensiunea rectificată de puntea VD2 și netezită de condensatorul C23 (aproximativ 15 V) este furnizată la modulul A1 și la convertorul de impulsuri Step-Down (step-down) de pe binecunoscutul MC34063 (analog rusesc al lui K1156EU5AR). Puteți citi despre acest mikruha în LH. Cineva va spune, de ce asemenea dificultăți? Ce nu i-a plăcut lui Krenka? Faptul este că, pentru funcționarea normală a UC3825, este necesar un minim de 12 V în întregul interval admisibil de tensiuni de rețea. La tensiunea maximă din rețea (la urma urmei, trebuie să luăm în considerare totul), ieșirea podului VD2 poate fi de până la 18-20 V. Mai mult, dacă unitatea dvs. de microprocesor consumă mai mult de 50 mA, Krenka va transforma într-o sobă mare.
Supresorul VD14 protejează sarcina de serviciu (unitatea dvs. de control mega-complexă și super-sofisticată a microcontrolerului) în cazul unei defecțiuni a sursei de alimentare de așteptare (de exemplu, dacă cheia MC34063 se defectează, toți cei 15 V pot fi la ieșire) ).
Construcție și detalii
Deoarece nu-mi place „muci” și acest dispozitiv adoră cablarea corectă, SMPS este asamblat pe o placă de circuit imprimat cu o singură față, a cărei figură este prezentată mai jos:
Pe placa principală, există doi jumperi de la firul MGTF - J1 pe partea laterală a pieselor și J2 - pe partea laterală a șinelor.
După cum sa menționat mai sus, circuitul de control nu s-a potrivit pe placa principală și, prin urmare, este asamblat pe o placă auxiliară: 
Utilizarea elementelor SMD aici este cauzată nu atât de dorința de a realiza un modul ultra-mic și de a complica sarcina de a cumpăra elemente pentru radioamatorii din regiunile departe de Moscova, cât de cerințele pentru cablarea circuitelor de înaltă frecvență în jurul UC3825. . Datorită utilizării elementelor SMD, a fost posibilă realizarea tuturor conductoarelor imprimate de o lungime minimă. Cine vrea poate încerca să deseneze frumos o eșarfă pentru detalii obișnuite - nu am reușit =))
De asemenea, observ că nu vă recomand cu insistență să vă abateți de la aspectul dat al plăcii, deoarece unitatea de alimentare poate fie să înceapă să „raca” în aer, fie nu va funcționa deloc.
Acum pentru detalii. Multe dintre ele pot fi extrase de la sursele de alimentare de computer defecte sau învechite. Placa principală este proiectată pentru a instala rezistențe C2-23 (MLT, OMLT, etc.), rezistențele R10, R13 și R14 sunt importate (sunt mai subțiri decât MLT). Condensatoare ceramice - K10-17B sau similare din import, C25 trebuie sa fie din dielectric NPO sau similar, C6, C7 - film K73-17.
Condensatoarele de suprimare a interferențelor C1, C2 trebuie să fie de categoria X2 și C3 și C4 - Y2. Pentru cei din urmă, această cerință este obligatorie, deoarece siguranța electrică a SMPS depinde de acestea. Condensatoare C8 - C10 - disc ceramic de inalta tensiune importat. Poti pune K15-5, dar sunt mai mari, va trebui sa corectezi placa.
Toți condensatorii de oxid trebuie să aibă o rezistență în serie echivalentă scăzută (ESR scăzut). Condensatorii din seria Jamicon WL vor face. Jamicon HS este potrivit ca C5.
Choke L1 - de la un PSU de computer, rupt dintr-un loc similar. Al meu avea scris „YX EE-25-02” pe el. Choke L2, L4, L5 - standard pentru ganterele cu un diametru de 9 mm, de exemplu, seria RLB0914. Inductorul L2 trebuie să fie nominal pentru un curent de cel puțin 0,8 A, L4, L5 - cel puțin 0,5 A. Inductoarele L6 și L7 sunt înfășurate pe inele T72 (K18,3x7,11x6,60) din fier atomizat de calitate -26 (galben-). alb). Am folosit gata făcute, așa că nu știu câte ture sunt, dar dacă se dorește, numărul de spire poate fi calculat în programul DrosselRing. Inductanța măsurată a șocurilor mele este de 287 uH.
Tranzistoarele VT1, VT2 sunt MOSFET-uri n-canal cu o tensiune sursă de scurgere de cel puțin 500 V și un curent de scurgere de cel puțin 8 A. Ar trebui să alegeți tranzistori cu o rezistență minimă a canalului deschis (Rds_on) și o încărcare minimă de poartă.
Pod VD1 - oricare pentru 800-1000 V, 6A, VD2 - orice> 50V, 1A. Ca VD3, VD4 se potrivește cu KD522. Diode VD5 - VD8 - Schottky pentru o tensiune de cel puțin 80 V și un curent de cel puțin 1 A, VD9 - VD12 - de mare viteză (ultrarapidă) pentru o tensiune de cel puțin 200 V, un curent de 10 ... 15 A și un timp de recuperare inversă de cel mult 35 ns (în cazul extrem 75…50 ns). Va fi absolut superb dacă îl găsiți pe Schottky pentru o astfel de tensiune. Dioda VD13 - orice Schottky 40 V, 1A.
Modulul A1 folosește rezistențe SMD și condensatoare de dimensiunea 0805. Jumperul 0805 este instalat în poziția J1. C5 trebuie să fie din dielectric NPO sau similar, C6 - nu mai rău decât X7R. C1 - tantal tip C sau D - tampoanele de pe placă sunt proiectate pentru oricare dintre ele. Tranzistoare VT1, VT2 - orice n-p-n din pachetul SOT23. Diode VD1 - VD4 - orice Schottky pentru un curent de 3A în pachetul SMC. DA1 poate fi înlocuit cu 7812.
XP3 - conector de la placa de bază ATX.
Transformator T1 tip TP121-8, TP131-8. Oricare cu o tensiune de ieșire sub sarcină de 15 V va face și putere 4.5 VA. Datele de înfășurare ale altor elemente inductive sunt prezentate mai jos.
Transformator de control T2
|
Serpuit, cotit |
Număr de contact (N-K) |
Numărul de ture |
Firul |
|
Miez magnetic |
Inel de ferită T90 (K22,9x14,0x9,53) verde, u=4600 |
||
Fiecare dintre înfășurări ocupă 1 strat și este distribuită uniform pe inel. În primul rând, înfășurarea I este înfășurată și acoperită cu un strat de izolație, de exemplu, bandă fluoroplastică sau cârpă lăcuită. Izolarea acestei înfășurări determină siguranța SMPS. În continuare, înfășurările II și III sunt înfășurate. Inelul este lipit vertical de o priză de plastic cu contacte, care este apoi lipită în placă. Trebuie remarcat faptul că pentru funcționarea normală, acest transformator trebuie să aibă o inductanță de scurgere minimă, deci miezul pentru acesta trebuie să fie toroidal și cu permeabilitate magnetică maximă. Am încercat să înfășurez această transă pe miezul E20 / 10/6 de la N67 - impulsurile porții au avut supratensiuni care au deschis al doilea tranzistor cu jumătate de punte: 
Graficul albastru - impulsuri la poarta VT2, galben - tensiune la scurgerea VT2.
DIN transformator toroidal, înfășurată așa cum este descris mai sus, forma de undă arată astfel:
La montarea transformatorului de control este necesar să se respecte fazarea înfășurărilor! Dacă fazarea este incorectă, tranzistoarele cu jumătate de punte se vor arde atunci când sunt pornite!
Transformator de curent T3
|
Serpuit, cotit |
Număr de contact (N-K) |
Numărul de ture |
Firul |
|
Miez magnetic |
2 inele K12x8x6 din ferita M3000NM |
||
Înfășurarea II este înfășurată în 2 fire, după înfășurare capătul unei semiînfășurări este conectat la începutul celuilalt și contactul 2. Înfășurarea I este o bucată de sârmă trecută printr-un inel sub forma literei „P”. Pentru a crește rezistența electrică și mecanică a izolației, se pune un tub fluoroplastic pe fir.
Transformator de impulsuri de putere T4
|
Serpuit, cotit |
Număr de contact (N-K) |
Numărul de ture |
Firul |
|
3xPEV-2 0,41 |
|||
|
5xPEV-2 0,41 |
|||
|
Miez magnetic |
EI 33.0/24.0/12.7/9.7 din ferită PC40 TDK |
||
Transformatorul este calculat în programul ExcellentIT(5000) . Nucleul este scos din alimentatorul computerului. În primul rând, se înfășoară prima jumătate a înfășurării I. Deasupra ei este așezat un strat de izolație (folosesc o peliculă lavsan dintr-un fotorezist) și un ecran este o bobină deschisă de bandă de cupru învelită cu bandă adezivă. Ecranul este conectat la borna 2 a transformatorului. Apoi, se așează mai multe straturi de film sau pânză lăcuită și înfășurarea III este înfășurată cu un mănunchi de 10 fire. Este necesar să înfășurați o tură la o tură, strângând pachetul cu degetele, astfel încât toate cele 10 fire să fie aranjate pe un rând - altfel nu se va potrivi. Capătul unei semiînfășurări (5 fire) este conectat la începutul celuilalt și la borna 11 a cadrului. Înfășurarea III este acoperită cu un strat de peliculă de lavsan, deasupra căruia înfășurarea II este așezată similar cu III. După aceea, sunt așezate mai multe straturi de film sau pânză lăcuită, o bobină deschisă de folie izolată de cupru conectată la borna 2, un strat de film și a doua jumătate a înfășurării primare este înfășurată.
O astfel de înfășurare a transformatorului face posibilă reducerea inductanței de scurgere cu un factor de patru.
Tuburile fluoroplastice sunt puse pe toate cablurile înfășurării primare.
Accelerație de stabilizare a grupuluiL3
|
Serpuit, cotit |
Numărul de ture |
Firul |
|
|
Miez magnetic |
Inel T106 (K26,9x14,5x11,1) din fier pulverizat -26 (galben-alb) |
||
GHS a fost calculat folosind programul CalcGRI.
În primul rând, înfășurările L3.3 și L3.4 sunt înfășurate simultan în 2 fire. Vor lua 2 straturi. Înfășurările L3.1 și L3.2 sunt înfășurate în mod similar deasupra lor într-un singur strat. La montarea DHS-ului pe placa este necesar sa se respecte fazarea infasurarilor!
Tranzistoarele VT1, VT2 sunt montate pe un radiator cu nervuri din aluminiu cu dimensiuni de 60x15x40 mm și o suprafață de 124 cm2. Diodele VD9 - VD12 sunt instalate pe un radiator similar cu dimensiunile de 83x15x40 mm și o suprafață de 191 cm2. Cu zona specificată a radiatoarelor, sursa de alimentare poate funcționa mult timp sub o sarcină constantă de cel mult 100 W! Dacă SMPS ar trebui să fie utilizat nu pentru un amplificator, ci pentru alimentarea unei sarcini cu un consum constant de energie de până la 200 W, aria radiatoarelor trebuie mărită sau trebuie aplicată răcirea forțată!
IIP-ul asamblat arată astfel:
Asamblare și configurare
În primul rând, toate elementele sunt instalate pe placă, cu excepția VD1, VT1, VT2, T4, R7, C8, FU1. Conectați SMPS la rețea și verificați tensiunea de +5 V pe pinul 11 al conectorului XP3. După aceea, pinii 1 și 11 ai conectorului XP3 sunt conectați și un osciloscop cu două fascicule este conectat în paralel cu rezistențele R3 și R4 (masă oscilă la capetele inferioare ale rezistențelor, sondele de semnal la cele superioare. Nu puteți faceți acest lucru cu tranzistori instalați și alimentat !!!). Forma de undă ar trebui să arate astfel:
Dacă brusc impulsurile tale s-au dovedit a fi în fază, atunci ai greșit când ai dezlipit înfășurările transformatorului T2. Schimbați începutul și sfârșitul înfășurării de jos sau de sus. Dacă acest lucru nu se face, atunci când porniți SMPS-ul cu cheile, va fi un salut mare și colorat :-)
Dacă nu aveți un osciloscop cu două fascicule, puteți verifica pe rând forma și prezența impulsurilor cu un singur fascicul, dar vă puteți baza doar pe propria grijă atunci când conectați transformatorul T4.
Dacă încă nu ai explodat, nu te-ai încălzit, există impulsuri și sunt corect fazate, poți lipi toate elementele lipsă și să faci prima pornire. Pentru orice eventualitate, recomand să faceți acest lucru prin becul lui Ilici de 150 de wați (dacă îl puteți cumpăra: D). În sensul bun, pentru a nu arde nimic, bineînțeles că trebuie inclus în întreruperea circuitului dintre plus C5 și semipunte. Dar din moment ce avem placă de circuit imprimat, acest lucru este greu de făcut. Când este inclus în întreruperea firului de rețea, este de puțin folos, dar totuși oarecum mai calm)). Pornim SMPS la relanti și măsurăm tensiunile de ieșire. Ele ar trebui să fie aproximativ egale cu valoarea nominală.
Conectăm o sarcină de 100 W între ieșirile „+25 V” și „-25 V”. În aceste scopuri, este convenabil să folosiți un fierbător obișnuit de 220 V 2,2 kW umplându-l mai întâi cu apă. Un fierbător încarcă SMPS cu aproximativ 90 - 100 de wați. Măsurăm din nou tensiunea de ieșire. Dacă diferă semnificativ de cele nominale, le conducem în limite acceptabile selectând rezistențele R4 și R6 în modulul A1.
Dacă SMPS este instabil - tensiunea de ieșire fluctuează cu o anumită frecvență, este necesar să selectați elementele de compensare a feedback-ului C6, R9, R10. O creștere a capacității lui C10 crește inerția SMPS și crește stabilitatea, cu toate acestea, o creștere excesivă a capacității sale va încetini sistemul de operare și va crește ondulația tensiunii de ieșire. Acum puteți testa SMPS la sarcină maximă. Dacă SMPS pornește instabil sub sarcină sau intră într-un mod „sughiț”, puteți încerca să creșteți capacitatea condensatorului C3, dar nu vă recomand să vă lăsați prea conduși de acest lucru - acest lucru va duce la o scădere a capacității. viteza de protecție a curentului și o creștere a supraîncărcărilor de șoc ale elementelor SMPS în timpul unui scurtcircuit. De asemenea, puteți încerca să reduceți valoarea lui R8. Cu valoarea indicată pe diagramă, protecția este declanșată atunci când amplitudinea curentului înfășurării primare T4 este de aproximativ 5 A. Apropo, voi spune că curentul de drenaj maxim admisibil al tranzistoarelor utilizate este de 8 A.
Dacă acum nimic nu a explodat, toți tranzistoarele și condensatorii au rămas la locul lor, sursa de alimentare îndeplinește caracteristicile date la începutul articolului, iar ceainicul s-a încălzit, conectăm un amplificator la PSU și ne bucurăm de muzică în timp ce bem ceai proaspăt preparat :-)
PS: Mi-am testat SMPS-ul cu un amplificator LM3886. Nu am observat niciun fundal în difuzoare (ceea ce nu se poate spune despre difuzoarele computerului cu un transformator „clasic”). Mi-a plăcut foarte mult sunetul.
Adunare fericită!
Literatură
- Scheme de controlere PWM K1156EU2, K1156EU3 http://www.sitsemi.ru/kat/1156eu23.pdf
- Controlere de lățime a impulsurilor din seriile KR1156EU2 și KR1156EU3. - Radio, 2003, nr. 6, p. 47 - 50.
- Dezvoltarea și aplicarea circuitelor de control de mare viteză pentru tranzistoare cu efect de câmp de putere http://valvolodin.narod.ru/articles/FETsCntr.pdf
Cum îți place acest articol?
Spre deosebire de sursele de alimentare liniare tradiționale, care presupun amortizarea tensiunii excesive nestabilizate pe un element liniar prin intermediul, sursele de alimentare cu impulsuri folosesc alte metode și fenomene fizice pentru a genera o tensiune stabilizată și anume: efectul acumulării de energie în inductori, precum și posibilitatea a transformării de înaltă frecvență și a conversiei energiei acumulate în presiune constantă. Există trei scheme tipice pentru construirea surselor de alimentare cu impulsuri (vezi Fig. 3.4-1): creștere (tensiunea de ieșire este mai mare decât intrarea), descendente (tensiunea de ieșire este mai mică decât cea de intrare) și inversare (tensiunea de ieșire este inversă). polaritatea față de intrare). După cum se poate observa din figură, ele diferă doar prin modul de conectare a inductanței, în caz contrar, principiul de funcționare rămâne neschimbat, și anume.
Se aplică un element cheie (de obicei se folosesc tranzistori bipolari sau MOS), care funcționează la o frecvență de ordinul 20-100 kHz, periodic pentru o perioadă scurtă de timp (nu mai mult de 50% din timp).
oferă inductorului tensiunea de intrare completă nereglată. curent de impuls. curgând prin bobină, asigură acumularea de energie în câmpul său magnetic 1/2LI^2 la fiecare impuls. Energia stocată în acest fel de la bobină este transferată la sarcină (fie direct, folosind o diodă de redresare, fie prin înfășurarea secundară și apoi redresată), condensatorul filtrului de netezire a ieșirii asigură că tensiunea și curentul de ieșire sunt constante. Stabilizarea tensiunii de ieșire este asigurată prin reglarea automată a lățimii sau frecvenței impulsurilor pe elementul cheie (circuitul de feedback este conceput pentru a monitoriza tensiunea de ieșire).
Această schemă, deși destul de complexă, poate crește semnificativ eficiența întregului dispozitiv. Faptul este că, în acest caz, pe lângă sarcina în sine, nu există elemente de putere în circuit care să disipeze o putere semnificativă. Tranzistoarele cheie funcționează într-un mod cheie saturată (adică, căderea de tensiune pe ele este mică) și disipă puterea doar în intervale de timp destul de scurte (timpul de livrare a impulsului). În plus, prin creșterea frecvenței de conversie, este posibilă creșterea semnificativă a puterii și îmbunătățirea caracteristicilor de greutate și dimensiune.
Un avantaj tehnologic important al IP-ului pulsat este posibilitatea de a construi pe baza lor IP de rețea de dimensiuni mici, cu izolație galvanică de rețea, pentru a alimenta o mare varietate de echipamente. Astfel de IP-uri sunt construite fără utilizarea unui transformator voluminos de putere de joasă frecvență conform circuitului convertor de înaltă frecvență. Acesta este, de fapt, un circuit tipic al unei surse de alimentare în impulsuri cu o reducere a tensiunii, în care o tensiune redresată de rețea este utilizată ca tensiune de intrare și un transformator de înaltă frecvență (de dimensiuni mici și cu randament ridicat) este utilizat ca un element de stocare, din înfășurarea secundară a cărei tensiune stabilizată de ieșire este îndepărtată (acest transformator asigură și izolarea galvanică de rețea).
Dezavantajele surselor de alimentare cu impulsuri includ: prezența unui nivel ridicat de zgomot de impuls la ieșire, complexitate ridicată și fiabilitate scăzută (în special în producția artizanală), necesitatea de a utiliza componente scumpe de înaltă tensiune, de înaltă frecvență, care, în în cazul celei mai mici defecțiuni, eșuează cu ușurință „în masă” (cu aceasta, de regulă, se pot observa efecte pirotehnice impresionante). Celor cărora le place să se adâncească în interiorul dispozitivelor cu o șurubelniță și un fier de lipit, vor trebui să fie extrem de atenți atunci când proiectează un IP pulsat de rețea, deoarece multe elemente ale unor astfel de circuite sunt sub tensiune înaltă.
3.4.1 Regulator de comutare eficient cu sofisticare scăzută
Pe baza elementului, similar cu cel utilizat în stabilizatorul liniar descris mai sus (Fig. 3.3-3), puteți construi un regulator de tensiune de comutare. Cu aceleasi caracteristici, va avea dimensiuni semnificativ mai mici si conditii termice mai bune. O diagramă schematică a unui astfel de stabilizator este prezentată în fig. 3.4-2. Stabilizatorul este asamblat conform unei scheme tipice cu o cădere de tensiune (Fig. 3.4-1a).
Când este pornit pentru prima dată, când condensatorul C4 este descărcat și o sarcină suficient de puternică este conectată la ieșire, curentul trece prin regulatorul liniar IC DA1. Căderea de tensiune pe R1 cauzată de acest curent deblochează tranzistorul cheie VT1, care intră imediat în modul de saturație, deoarece rezistența inductivă L1 este mare și un curent suficient de mare trece prin tranzistor. Căderea de tensiune pe R5 deschide elementul cheie principal - tranzistorul VT2. Actual. crescând în L1, încarcă C4, în timp ce scrie prin feedback-ul pe R8
înaintea stabilizatorului și a tranzistorului cheie. Energia stocată în bobină alimentează sarcina. Când tensiunea la C4 scade sub tensiunea de stabilizare, DA1 și tranzistorul cheie se deschid. Ciclul se repetă la o frecvență de 20-30 kHz.
Lanțul R3. R4, C2 vor seta nivelul tensiunii de ieșire. Poate fi reglat fără probleme într-un interval mic, de la Uct DA1 la Uin. Cu toate acestea, dacă Uout este ridicat aproape de Uin, există o anumită instabilitate la sarcina maximă și nivel ridicat pulsatii. Pentru a suprima ondulațiile de înaltă frecvență, la ieșirea stabilizatorului este inclus un filtru L2, C5.
Schema este destul de simplă și cea mai eficientă pentru acest nivel de complexitate. Toate elementele de putere VT1, VT2, VD1, DA1 sunt furnizate cu calorifere mici. Tensiunea de intrare nu trebuie să depășească 30 V, care este maximul pentru stabilizatorii KR142EN8. Diodele redresoare trebuie utilizate pentru un curent de cel puțin 3 A.
3.4.2 Dispozitiv de alimentare neîntreruptibilă bazat pe regulator de comutare
Pe fig. 3.4-3 se propune spre considerare un dispozitiv pt sursă de alimentare neîntreruptibilă sisteme de securitate si supraveghere video bazate pe un stabilizator de impuls combinat cu un incarcator. Stabilizatorul include sisteme de protecție împotriva suprasarcinii, supraîncălzirii, supratensiunilor de ieșire, scurtcircuitelor.
Stabilizatorul are următorii parametri:
Tensiune de intrare, Vvx - 20-30 V:
Tensiune stabilizată de ieșire, Uvyx-12V:
Curent nominal de sarcină, Sarcină nominală -5A;
Curentul de funcționare al sistemului de protecție împotriva suprasarcinii, Izasch - 7A;.
Tensiunea de funcționare a sistemului de protecție la supratensiune, protecție Uout - 13 V;
Curent maxim de incarcare a bateriei, acumulator Izar max - 0,7 A;
Nivel de ondulare. Uppulse - 100 mV
Temperatura de funcționare a sistemului de protecție împotriva supraîncălzirii, Тzasch - 120 Cu;
Viteza de comutare la puterea bateriei, tswitch - 10ms (releu RES-b RFO.452.112).
Principiul de funcționare al stabilizatorului de comutare în dispozitivul descris este același cu cel al stabilizatorului prezentat mai sus.
Dispozitiv crescut încărcător realizat pe elementele DA2, R7, R8, R9, R10, VD2, C7. Regulator de tensiune IC DA2 cu divizor de curent pe R7. R8 limitează curentul maxim de încărcare inițială, divizorul R9, R10 setează tensiunea de ieșire de încărcare, dioda VD2 protejează bateria de autodescărcare în absența tensiunii de alimentare.
Protecția la supraîncălzire folosește termistorul R16 ca senzor de temperatură. La declanșarea protecției, dispozitivul de semnalizare sonoră asamblat pe IC DD 1 este pornit și, în același timp, sarcina este deconectată de la stabilizator, trecând la alimentarea bateriei. Termistorul este montat pe radiatorul tranzistorului VT1. Reglarea precisă a nivelului de funcționare a protecției la temperatură se realizează prin rezistența R18.
Senzorul de tensiune este asamblat pe un divizor R13, R15. rezistența R15 stabilește nivelul exact de funcționare al protecției la supratensiune (13 V). Când tensiunea la ieșirea stabilizatorului este depășită (în cazul defecțiunii ultimului), releul S1 deconectează sarcina de la stabilizator și o conectează la baterie. În cazul unei căderi de curent, releul S1 intră în starea „implicit” - adică. conectează sarcina la baterie.
Circuitul prezentat aici nu are protecție electronică la scurtcircuit pentru baterie. acest rol este îndeplinit de o siguranță în circuitul de putere a sarcinii, proiectată pentru consumul maxim de curent.
3.4.3 Surse de alimentare bazate pe un convertor de impulsuri de înaltă frecvență
Destul de des, la proiectarea dispozitivelor, există cerințe stricte pentru dimensiunea sursei de alimentare. În acest caz, singura cale de ieșire este utilizarea unei surse de alimentare bazate pe convertoare de impulsuri de înaltă tensiune și frecvență înaltă. care sunt conectate la rețeaua de ~220 V fără utilizarea unui transformator general de joasă frecvență și pot furniza putere mare cu dimensiuni mici și disipare a căldurii.
Diagrama structurală a unui tipic convertor de impulsuri cu putere de la o rețea industrială este prezentată în Figura 34-4.
Filtrul de intrare este conceput pentru a preveni pătrunderea zgomotului de impuls în rețea. Întrerupătoarele de alimentare asigură alimentarea cu impulsuri de înaltă tensiune la înfășurarea primară a unui transformator de înaltă frecvență (unic și
circuite duplex). Frecvența și durata impulsurilor sunt stabilite de un generator controlat (de obicei, se utilizează controlul lățimii impulsului, mai rar - frecvența). Spre deosebire de transformatoarele cu undă sinusoidală de joasă frecvență, sursele de alimentare cu impulsuri utilizează dispozitive de bandă largă pentru a oferi un transfer eficient de putere pe semnale cu margini rapide. Acest lucru impune cerințe semnificative cu privire la tipul de circuit magnetic utilizat și la proiectarea transformatorului. Pe de altă parte, odată cu creșterea frecvenței, dimensiunile necesare ale transformatorului (în timp ce se menține puterea transmisă) scad (materialele moderne fac posibilă construirea de transformatoare puternice cu eficiență acceptabilă la frecvențe de până la 100-400 kHz). O caracteristică a redresorului de ieșire este utilizarea diodelor de putere nu obișnuite, ci a diodelor Schottky de mare viteză, care se datorează frecvenței înalte a tensiunii redresate. Filtrul de ieșire netezește ondulația tensiunii de ieșire. Tensiunea de feedback este comparată cu tensiunea de referință și apoi controlează generatorul. Acordați atenție prezenței izolației galvanice în circuitul de feedback, care este necesară dacă dorim să asigurăm izolarea tensiunii de ieșire de la rețea.
În fabricarea unui astfel de IP, există cerințe serioase pentru componentele utilizate (ceea ce le crește costul față de cele tradiționale). În primul rând, se referă la tensiunea de funcționare a diodelor redresoare, a condensatoarelor de filtrare și a tranzistorilor cheie, care nu trebuie să fie mai mică de 350 V pentru a evita defecțiunile. În al doilea rând, ar trebui să se utilizeze tranzistoare cheie de înaltă frecvență (frecvență de operare 20-100 kHz) și condensatoare ceramice speciale (electroliții obișnuiți de oxid se vor supraîncălzi la frecvențe înalte datorită inductanței lor ridicate).
activitate). Și în al treilea rând, frecvența de saturație a unui transformator de înaltă frecvență, determinată de tipul de circuit magnetic utilizat (de regulă, se folosesc miezuri toroidale) trebuie să fie semnificativ mai mare decât frecvența de funcționare a convertorului.
Pe fig. 3.4-5 prezintă o diagramă schematică a unui IP clasic bazat pe un convertor de înaltă frecvență. Filtrul, format din condensatori C1, C2, C3 și bobine L1, L2, servește la protejarea sursei de alimentare de interferențe de înaltă frecvență de la convertor. Generatorul este construit după un circuit auto-oscilant și este combinat cu o etapă cheie. Tranzistoarele cheie VT1 și VT2 funcționează în antifază, deschizându-se și închizându-se pe rând. Pornirea generatorului și funcționarea fiabilă este asigurată de tranzistorul VT3, care funcționează în modul de avalanșă. Când tensiunea pe C6 crește prin R3, tranzistorul se deschide și condensatorul este descărcat la baza VT2, pornind generatorul. Tensiunea de reacție este îndepărtată din înfășurarea suplimentară (III) a transformatorului de putere Tpl.
Tranzistoare VT1. VT2 este instalat pe radiatoare cu placă de cel puțin 100 cm ^ 2. Diodele VD2-VD5 cu o barieră Schottky sunt plasate pe un radiator mic de 5 cm ^ 2. Date inductoare și transformator: L1-1. L2 se înfășoară pe inele din ferită 2000NM K12x8x3 în două fire cu un fir PELSHO 0,25: 20 de spire. TP1 - pe două inele puse împreună, ferită 2000NN KZ 1x18,5x7;
înfăşurare 1 - 82 spire cu fir PEV-2 0,5: înfăşurare II - 25 + 25 spire cu sârmă PEV-2 1,0: înfăşurare III - 2 spire cu sârmă PEV-2 0,3. TP2 este înfășurat pe un inel de ferită 2000NN K10x6x5. toate înfășurările sunt realizate cu fire PEV-2 0,3: înfășurare 1 - 10 spire:
înfășurările II și III - câte 6 spire, ambele înfășurări (II și III) sunt înfășurate astfel încât să ocupe 50% din suprafața inelului fără să se atingă sau să se suprapună, înfășurarea I este înfășurată uniform în jurul întregului inel și izolată cu un strat de material lăcuit. Bobinele filtru redresor L3, L4 sunt înfășurate pe ferită 2000NM K 12x8x3 cu fir PEV-2 1.0, numărul de spire este de 30. KT809A poate fi folosit ca tranzistori cheie VT1, VT2. KT812, KT841.
Valorile nominale ale elementelor și datele de înfășurare ale transformatoarelor sunt date pentru o tensiune de ieșire de 35 V. În cazul în care sunt necesari alți parametri de funcționare, numărul de spire din înfășurarea 2 Tr1 ar trebui modificat corespunzător.
Circuitul descris are dezavantaje semnificative din cauza dorinței de a minimiza numărul de componente utilizate. Acesta este un „nivel scăzut de stabilizare a tensiunii de ieșire și o funcționare instabilă, nesigură și un curent de ieșire scăzut. Cu toate acestea, este destul de potrivit pentru alimentarea structurilor simple de putere diferită (când se utilizează componente adecvate), cum ar fi: calculatoare, apelanți, corpuri de iluminat etc.
Un alt circuit IP bazat pe un convertor de impulsuri de înaltă frecvență este prezentat în fig. 3.4-6. Principala diferență dintre acest circuit și structura standard prezentată în Fig. 3.4-4 este lipsa unei bucle de feedback. În acest sens, stabilitatea tensiunii la înfășurările de ieșire ale transformatorului RF Tr2 este destul de scăzută și este necesară utilizarea unor stabilizatori secundari (circuitul folosește stabilizatori universali integrati pe circuitele integrate din seria KR142).
3.4.4 Regulator de comutare cu un tranzistor MIS cheie cu senzor de curent.
Miniaturizarea și creșterea eficienței în dezvoltarea și proiectarea surselor de alimentare cu comutație este promovată prin utilizarea unei noi clase de invertoare semiconductoare - tranzistoare MOS, precum și: diode de mare putere cu recuperare rapidă inversă, diode Schottky, diode ultra-rapide. , tranzistoare cu efect de câmp cu poartă izolată, circuite integrate pentru controlul elementelor cheie. Toate aceste elemente sunt disponibile pe piața internă și pot fi utilizate în proiectarea surselor de alimentare de înaltă performanță, convertoare, sisteme de aprindere a motorului. combustie interna(ICE), sisteme de pornire a lămpilor lumina zilei(LDS). De mare interes pentru dezvoltatori poate fi, de asemenea, o clasă de dispozitive de putere numite HEXSense - tranzistori MIS cu senzor de curent. Sunt elemente de comutare ideale pentru surse de comutare gata de operare. Capacitatea de a citi curentul tranzistorului de comutare poate fi utilizată în sursele de alimentare cu impulsuri pentru feedback-ul de curent cerut de controlerul PWM. Acest lucru realizează o simplificare a designului sursei de alimentare - excluderea rezistențelor de curent și a transformatoarelor din aceasta.
Pe fig. 3.4-7 prezintă o diagramă a unei surse de alimentare comutatoare de 230 W. Principalele sale caracteristici de performanță sunt următoarele:
Tensiune de intrare: -110V 60Hz:
Tensiune de ieșire: 48 VDC:
Curent de sarcină: 4,8 A:
Frecvența de comutare: 110 kHz:
Eficienta la sarcina maxima : 78%;
Eficiență la 1/3 sarcină: 83%.
Circuitul se bazează pe un modulator de lățime a impulsurilor (PWM) cu un convertor de înaltă frecvență la ieșire. Principiul de funcționare este următorul.
Semnalul cheie de control al tranzistorului vine de la ieșirea 6 a controlerului PWM DA1, ciclul de lucru este limitat la 50% de rezistența R4, R4 și SZ sunt elementele de sincronizare ale generatorului. Alimentarea DA1 este asigurată de lanțul VD5, C5, C6, R6. Rezistorul R6 este proiectat pentru a furniza tensiune în timpul pornirii generatorului; ulterior, feedback-ul de tensiune este activat prin LI, VD5. Acest feedback este obținut dintr-o înfășurare suplimentară în șocul de ieșire, care funcționează în modul flyback. Pe lângă alimentarea generatorului, tensiunea de feedback prin lanțul VD4, Cl, Rl, R2 este alimentată la intrarea de feedback DA1 (pin 2). Prin R3 și C2 se asigură o compensare care garantează stabilitatea buclei de feedback.
Pe baza acestei scheme, este posibil să construiți stabilizatori de comutare cu alți parametri de ieșire.
Figura prezintă circuitul convertorului tensiune constantă 12V până la 180V. Această schemă poate fi folosit ca sursă de alimentare pentru indicatoarele cu descărcare în gaz (pentru alimentarea indicatoarelor cu descărcare în gaz (tip IN) este necesară o tensiune constantă sau pulsatorie de 100 ... 200 V.). Schema este destul de simplă, conține un set minim de elemente. Generatorul este asamblat pe un cip cronometru NE555N, ieșirea generatorului controlează poarta canalului N tranzistor cu efect de câmp, […]
De regulă, un LED alb convențional consumă un curent de 20 mA la tensiune 3.3 V, care nu vă permite să utilizați o baterie NiMH de 1,2 V sau o baterie de 1,5 V pentru alimentarea LED-urilor. Pentru a rezolva această problemă, puteți utiliza şofer led prezentat în figură, care are o tensiune de ieșire de 23 V și un curent de ieșire de 20 mA, cu care puteți alimenta […]
Un convertor push-pull este un convertor de tensiune care utilizează un transformator de impulsuri. Raportul de transformare al transformatorului poate fi arbitrar. Deși este fix, în multe cazuri lățimea impulsului poate fi variată, ceea ce extinde domeniul disponibil de reglare a tensiunii. Avantajul convertoarelor push-pull este simplitatea lor și capacitatea de a crește puterea. Într-un convertor push-pull proiectat corespunzător DC. prin înfășurarea și polarizarea miezului […]
Balast electronic proiectat pentru alimentare lămpi economice (Lampă fluorescentă) și este o sursă de alimentare comutată de înaltă tensiune. Puterea nominală a lămpii atunci când este alimentată de un balast electronic nu trebuie să depășească 20 de wați. Balastul electronic constă dintr-un redresor cu diodă VD1-VD4, un generator de impulsuri bazat pe circuitul integrat FAN7710 și o bobine L1. Întrucât FAN7710 IC este un comutator push-pull pe tranzistoare MIS cu o intensitate foarte scăzută […]
TL497A este un regulator de tensiune de comutare. TL497A conține toate componentele active necesare implementării unui regulator de tensiune de comutare. De asemenea, poate fi folosit ca element de control pentru componente externe în aplicații de putere mare. TL497A este proiectat pentru a fi ușor de construit regulatoare de înaltă eficiență/buck, invertoare de tensiune de înaltă eficiență. Curentul de ieșire al regulatorului de comutare nu depășește 500 mA, pentru a-l crește în circuitul propus […]
Pe cronometrul 556 (versiunea duală a lui 555) puteți realiza un convertor simplu de la 12V DC la 220V AC 50Hz. Puterea de ieșire a convertorului este de 25 W. Transformatorul de rețea are trei înfășurări - 2 * 10 V și 220 V. Prima secțiune a temporizatorului 556 funcționează ca un generator instabil cu o frecvență de 50 Hz, a doua secțiune funcționează ca un invertor de fază. În același timp, cu […]
SCHEMA PRINCIPALĂ A ALIMENTĂRII PULSATE
CALCULATOR
ARTICOLUL ESTE PREGĂTIT PE BAZĂ CĂRȚII DE A. V. GOLOVKOV și V. B LYUBITSKY „ALIMENTARE PENTRU MODULE DE SISTEM DE TIP IBM PC-XT/AT” EDITURA „LAD i N”
Rezumând tot ceea ce s-a spus, de dragul completității, vom oferi o descriere completă ca exemplu schema circuitului pentru una dintre sursele de alimentare comutatoare de 200 de wați (fabricată de Taiwan PS6220C) (Fig. 56).
Tensiunea de rețea alternativă este furnizată prin întrerupătorul de rețea PWR SW prin siguranța de rețea F101 4A, filtre de suprimare a zgomotului formate din elementele C101, R101, L101, C104, C103, C102 și șocuri ȘI 02, L103 la:
conector cu trei pini de ieșire, la care poate fi andocat cablul de alimentare al afișajului;
conector cu doi pini JP1, al cărui omolog este situat pe placă.
Din conectorul JP1, tensiunea de rețea CA este furnizată către:
circuit de redresare punte BR1 prin termistorul THR1;
înfăşurarea primară a transformatorului de pornire T1.
Figura 56. Schema schematică a sursei de alimentare comutatoare UPS PS-6220C