Alimentatore switching per ir2153, ir2155. Quattro alimentatori switching su IR2153

Alimentatore switching su IR2151-IR2153

Più qualsiasi blocco degli impulsi potenza è che non richiede l'avvolgimento o l'acquisto di un trasformatore ingombrante e richiede solo un trasformatore con pochi giri. alimentatore fallo da soloÈ facile e richiede pochi dettagli. E la base è quella alimentazione sul chip IR2151

Una caratteristica di questo alimentatore è la sua semplicità e ripetibilità. Il circuito contiene un piccolo numero di componenti e ha funzionato bene per più di due anni. Come trasformatore di impulsi, un tipico trasformatore step-down di blocco informatico nutrizione.

All'ingresso è presente un termistore PTC.- resistore a semiconduttore con positivo coefficiente di temperatura, che aumenta notevolmente la sua resistenza al superamento di una certa temperatura caratteristica TRef. Protegge gli interruttori di potenza al momento dell'accensione durante la carica dei condensatori.

Ponte a diodi all'ingresso per rettificare la tensione di rete a una corrente di 10A. Utilizzato il tipo di gruppo diodi "verticale", ma è possibile utilizzare il tipo di gruppo diodi "sgabello".

Una coppia di condensatori all'ingresso viene prelevato al ritmo di 1 microfarad per 1 W. Nel nostro caso, i condensatori "attireranno" il carico di 220 W.

Resistenza di estinzione nel circuito di alimentazione del driver con una potenza di 2 W. La preferenza è data ai resistori domestici del tipo MLT-2.

Driver IR2151- per controllare i gate di transistor ad effetto di campo funzionanti sotto tensione fino a 600V. Possibile sostituzione per IR2152, IR2153. Se il nome contiene l'indice "D", ad esempio IR2153D, il diodo FR107 nel cablaggio del driver non è necessario. Il driver apre alternativamente i gate dei transistor ad effetto di campo con una frequenza impostata dagli elementi sulle gambe Rt e Ct.

FET sono preferibilmente utilizzati da IR. Scegliere per una tensione di almeno 400V e con minima resistenza aperta. Minore è la resistenza, minore è il calore e maggiore è l'efficienza. Puoi consigliare IRF740, IRF840, ecc. Il manuale IR FET in russo può essere scaricato qui. Attenzione! Non cortocircuitare le flange dei transistor ad effetto di campo; in caso di montaggio su radiatore, utilizzare guarnizioni isolanti e rondelle passanti.

Un tipico trasformatore step-down da un alimentatore per computer. Di norma, la piedinatura corrisponde a quella mostrata nel diagramma. In questo circuito funzionano anche trasformatori fatti in casa avvolti su tori di ferrite. Il calcolo dei trasformatori fatti in casa viene eseguito con una frequenza di conversione di 100 kHz e metà della tensione rettificata (310/2 = 155 V).

Quando si sceglie un trasformatore, è necessario prenderne uno con le uscite in corto sulla scheda nativa, come mostrato nel diagramma. È importante. Altrimenti, dovresti chiudere come si fa sulla scheda da cui stai smontando il trasformatore.

Diodi in uscita con un tempo di recupero non superiore a 100 ns. I diodi della famiglia HER (High Efficiency Rectifier) ​​soddisfano questi requisiti. Da non confondere con i diodi Schottky.

La capacità di uscita è la capacità del buffer.Non installare una capacità superiore a 10.000 microfarad.

Scheda a circuito stampato

La pratica ha dimostrato che questa applicazione non richiede un'organizzazione speciale di feedback, filtri di potenza induttivi, soppressori e altri "campane e fischietti" inerenti a convertitori di impulsi. In un modo o nell'altro, i tipici difetti caratteristici della "cattiva alimentazione" (sottofondo e suoni estranei) non si avvertono nel suono a orecchio.

Durante il funzionamento, i transistor ad effetto di campo non si riscaldano molto.

Il raffreddamento passivo è sufficiente per loro. I FET IR sono molto resistenti alla degradazione termica e funzionano fino a 150°C. Ma questo non significa che dovrebbero essere gestiti in una modalità così critica. Per tali casi sarà necessario organizzare il raffreddamento attivo e, in modo semplice, installare una ventola.

Come ogni dispositivo, questo alimentatore richiede un montaggio attento e accurato, corretta installazione elementi polari e cautela quando si lavora con la tensione di rete. Quando questo alimentatore viene spento, non rimane alcuna tensione pericolosa nei suoi circuiti. Correttamente blocco assemblato l'alimentazione non ha bisogno di essere regolata e regolata.

Quindi il primo alimentatore, chiamiamolo "alta tensione":

Il circuito è classico per i miei alimentatori switching. Il driver è alimentato direttamente dalla rete attraverso un resistore, che riduce la potenza dissipata su questo resistore, rispetto all'alimentazione dal bus +310V. Questo alimentatore ha un circuito di avviamento graduale (limite della corrente di spunto) sul relè. Il soft start è alimentato da un condensatore di spegnimento C2 da una rete 230V. Questo alimentatore è dotato di protezione contro il corto circuito e il sovraccarico nei circuiti secondari. Il sensore di corrente al suo interno è il resistore R11 e la corrente alla quale viene attivata la protezione è regolata dal resistore di sintonia R10. All'intervento della protezione si accende il led HL1. Questo alimentatore può fornire una tensione bipolare in uscita fino a +/-70V (con questi diodi nel circuito secondario dell'alimentatore). Il trasformatore di impulsi dell'alimentatore ha un avvolgimento primario di 50 giri e quattro avvolgimenti secondari identici di 23 giri. La sezione trasversale del filo e il nucleo del trasformatore sono selezionati in base alla potenza richiesta che deve essere ottenuta da un particolare alimentatore.

Il secondo alimentatore, lo chiameremo condizionalmente "UPS autoalimentato":

Questa unità ha un circuito simile al precedente alimentatore, ma la differenza fondamentale rispetto al precedente alimentatore è che in questo circuito il driver si alimenta da un trasformatore separato che si avvolge attraverso un resistore di spegnimento. I restanti nodi dello schema sono identici allo schema presentato in precedenza. La potenza e la tensione di uscita di questa unità sono limitate non solo dai parametri del trasformatore e dalle capacità del driver IR2153, ma anche dalle capacità dei diodi utilizzati nel circuito secondario dell'alimentatore. Nel mio caso, questo è KD213A. Con questi diodi, la tensione di uscita non può essere superiore a 90 V e la corrente di uscita non può essere superiore a 2-3 A. La corrente di uscita può essere maggiore solo se vengono utilizzati radiatori per raffreddare i diodi KD213A. Vale la pena soffermarsi ulteriormente sull'acceleratore T2. Tale induttore è avvolto su un nucleo ad anello comune (possono essere utilizzati anche altri tipi di nuclei), con un filo di sezione corrispondente alla corrente di uscita. Il trasformatore, come nel caso precedente, viene calcolato per la potenza corrispondente utilizzando programmi per computer specializzati.

Alimentatore numero tre, chiamiamolo "potente su transistor 460x" o semplicemente "potente 460":

Questo schema è già più significativamente diverso dagli schemi precedenti presentati sopra. Ci sono due grandi differenze principali: la protezione da cortocircuito e sovraccarico viene eseguita qui su un trasformatore di corrente, la seconda differenza è la presenza di due transistor aggiuntivi davanti ai tasti, che consentono di isolare l'elevata capacità di ingresso dei tasti potenti (IRFP460) dall'uscita del driver. Un'altra piccola e non significativa differenza è che la resistenza di limitazione del circuito di soft start non si trova nel bus +310V, come nei circuiti precedenti, ma nel circuito primario a 230V. Il circuito ha anche uno smorzatore collegato in parallelo con l'avvolgimento primario del trasformatore di impulsi per migliorare la qualità dell'alimentazione. Come negli schemi precedenti, la sensibilità della protezione è regolata da una resistenza di trimmer (in questo caso R12) e il LED HL1 segnala l'intervento della protezione. Il trasformatore di corrente è avvolto su qualsiasi piccolo nucleo che hai a portata di mano, gli avvolgimenti secondari sono avvolti con un filo di piccolo diametro 0,2-0,3 mm, due avvolgimenti di 50 giri ciascuno e l'avvolgimento primario è un giro di filo sufficiente per il tuo sezione di potenza in uscita.

E l'ultimo impulso per oggi è un "alimentatore switching per lampadine", lo chiameremo condizionalmente così.

Sì, non essere sorpreso. Una volta c'era bisogno di assemblare un preamplificatore per chitarra, ma il trasformatore necessario non era a portata di mano, e quindi questo convertitore di impulsi, costruito proprio per quell'occasione, mi ha aiutato molto. Lo schema differisce dai tre precedenti nella sua massima semplicità. Il circuito non ha, in quanto tale, protezione contro un cortocircuito nel carico, ma in questo caso non è necessaria tale protezione, poiché la corrente di uscita attraverso il bus secondario + 260 V è limitata dal resistore R6 e la corrente di uscita attraverso il bus secondario + 5V è limitato dal circuito interno di protezione da sovraccarico dello stabilizzatore 7805. R1 limita il massimo corrente di avviamento e aiuta a tagliare le interferenze di rete.

8,2 kOhm

Sorgente di impulsi Accensione IR2153.

Informazioni sull'articolo.
Ci sono molti circuiti nella discarica globale che utilizzano questo chip e una descrizione fare così... Ma come e perché? Funzionerà? E l'ultima domanda è molto spesso la risposta è no! Ci sono molti sigilli e suggerimenti "miracolosi" per utilizzare un condensatore da 1000uF x500V, che non può essere trovato o costerà la metà dello stipendio.
Proverò a descrivere cosa ho dovuto affrontare costruendo il dispositivo, come si è deciso di ridurre tutto a principi semplici e comprensibili, utilizzando i quali ognuno può decidere di cosa ha bisogno.

A proposito della stessa "irka" - IR2153.
Il microcircuito è progettato per l'uso in reattori elettronici di lampade economiche, si tratta di dispositivi di potenza microscopici, funzionano a frequenze dell'ordine di 30 kHz e non dispongono di circuiti di protezione e controllo appositamente previsti. Questo dà spunti di riflessione!
L'IR2153 è a bassa potenza e può essere alimentato semplicemente tramite un resistore di pull-down e dispone di uno split per gli interruttori semiponte superiore e inferiore, quindi non è necessario avvolgere i trasformatori o utilizzare la separazione ottica dei segnali di controllo dell'interruttore.
Questo rende il chip attraente non solo per i dilettanti, ma anche per marchi seri che producono prodotti in serie!

E così, il progetto stesso.

L'obiettivo era costruire un modulo di alimentazione semplice, il più versatile possibile, con una potenza di circa 200W.
Portata dall'alimentazione delle lampade alogene a UMZCH e così via. , stranamente, in termini di costo dei materiali, questo modulo può competere con la fabbrica trasformatori per lampade alogene, ancora di più in altri ambiti di applicazione.

Potenza - rete corrente alternata 250V 50..60Hz
Uscita - 150V corrente alternata con una frequenza di 50..60KHz per un trasformatore sostituibile.
Potenza approssimativa - 200 W.
Trasformatore nella foto: tensione a circuito aperto - 25 V, tensione di carico 200 W - 23,5 V

Gli oscillogrammi si distinguono per un fronte molto liscio (aumento del polso), non è vero?
Anche se la frequenza degli impulsi è ridotta a 30 kHz, ci sono enormi correnti d'aria dall'effetto Miller, questi colpi di corrente possono essere ammirati sugli oscillogrammi.
quelli non si sente di meno, più precisamente leggi che è così che funziona tutto! ! Ci si può fidare, il circuito probabilmente non si accenderà immediatamente, specialmente su un grande radiatore.

Il driver è molto debole (200 mA per impulso), progettato per transistor a bassa potenza, perché si tratta di un microcircuito per reattore nelle lampade!
Il driver del ripetitore a transistor utilizzato in questo progetto migliora notevolmente la situazione.

Il driver esterno riduce l'effetto Miller, aumenta l'efficienza dell'unità.
Tutti questi oscillogrammi avevano un'uscita a mezzo ponte completamente vuota, senza smorzatori, nemmeno un avvolgimento del trasformatore.
Ora segnali da transistor caricati.
il segnale è regolare e i transistor poco caldo.
Trasformatore IRF840 10KV o + lds, trasformatore di carico 10KV su 3 core 110pts15, caricato su lampada a fluorescenza- forma perversa trasformatore corto.

Un altro momento, quando almeno l'avvolgimento primario del trasformatore è collegato, i transistor smettono di riscaldarsi e le punte di Miller scompaiono lungo la parte anteriore, scompaiono, ma Miller non scompare da nessuna parte, e qui riappare, ora dal decadimento del impulso, sugli oscillogrammi dall'unità sotto carico! Ecco! Ed è chiaro che anche un potente driver esterno difficilmente potrebbe proteggere l'unità dal fuoco. Quindi è necessario un driver per migliorare l'affidabilità dell'unità.
Il costo del driver dato è solo il 10% del costo di IR 2153.

Mentre distruggevo il blocco, ho assemblato un altro driver, schiaccia ancora meglio Miller, anche se i transistor sono sempre gli stessi, apparentemente per l'aumento del guadagno della cascata, durante i test ha semplicemente tagliato la stampa del driver esistente e ha saldato il transistor. Schema e forma d'onda, blocco attivato Inattivo.

Trasformatore(i).

Fondamentalmente, un trasformatore di impulsi per circuiti diretti non è diverso da un trasformatore CA da 50 Hz convenzionale.
Al minimo, la corrente attraverso l'avvolgimento primario, determinata dalla reattanza induttiva, è molto piccola e dovrebbe essere proprio quella.
Un trasformatore caricato trasforma la resistenza del carico collegato all'avvolgimento secondario, in accordo con il rapporto di trasformazione (rapporto delle spire dell'avvolgimento primario e secondario) e la corrente nell'avvolgimento primario è determinata dalla resistenza del carico trasformato.

Lo spessore dei fili è determinato dalla corrente massima e dal design dell'avvolgimento, con multistrato, il filo è necessario più spesso.
Un nucleo con un aumento della frequenza trasmette meglio l'energia, ma le perdite di remagnetizzazione possono aumentare in esso, con una diminuzione della frequenza, la ferrite entra più facilmente in saturazione, il che può causare una forte diminuzione dell'induttanza dell'avvolgimento primario di migliaia di volte e l'unità si brucia.

Un esempio di "folk" trasformatore, per mezzo ponte 50..60KHz.
Ferrite grado 2000NMS , dal trasformatore di linea TVS110pts15, l'avvolgimento primario è 150V - 30..40 giri di filo, il secondario è calcolato per la tensione desiderata, in base alla tensione richiesta e al coefficiente volt / giro nell'avvolgimento primario.
Ad esempio per questo core:
L'alimentazione dello stadio di uscita è a mezzo ponte 310V, quindi la tensione degli impulsi sul primario del trasformatore è 150V
Avvolgimento primario a 150V - 30 giri (5V / giro)
Avvolgimento secondario a 15V - 3 spire

Se l'avvolgimento secondario ha un numero ridotto di spire e uno scarso riempimento della finestra del trasformatore, è possibile avvolgere l'avvolgimento secondario con più conduttori paralleli, che vengono poi saldati in parallelo, in modo da ridurre il riscaldamento dell'avvolgimento secondario e aumentare il accoppiamento magnetico degli avvolgimenti. Per uno di questi core portata circa 500 W e, se necessario, i nuclei possono essere parallelizzati, riducendo proporzionalmente il numero di giri dell'avvolgimento primario, quindi per due nuclei si possono prendere 20 giri, per tre - 15 giri.

Il design di un tale trasformatore non è certamente ottimale, ma è facile realizzarlo in casa e avvolgendo gli avvolgimenti primari e secondari su diversi lati della ferrite, è possibile ottenere una connessione morbida tra gli avvolgimenti, che può salvare il dispositivo in caso di cortocircuito nell'avvolgimento secondario.

Trasformatore da questo progetto.
Anima composta da 8 anelli TN2010-3E25, 5340nH (20,6x9,2x7,5mm)
Avvolgimento primario 150V - 12 spire di filo in isolamento PVC
Avvolgimento secondario - 1 giro
Qui, l'anello debole è il materiale del nucleo, adatto solo a campi magnetici deboli, può facilmente saturare e bruciare l'alimentatore. Ma in linea di principio, il design è promettente per i dilettanti, scegli solo un materiale diverso.

Spero che il materiale proposto aiuti le parti interessate a decidere i circuiti necessari per creare un dispositivo per le loro esigenze.
Eee.. ricorda che qualsiasi starnuto inaspettato o gate dissaldato del transistor causerà un PUSH istantaneo e spietato, perché tutti i nodi sono collegati galvanicamente, nulla verrà salvato.

ALIMENTAZIONE A IMPULSI CON LE MANI SU IR2153

Funzionalmente, i microcircuiti IR2153 differiscono solo per il diodo installato nel pacchetto planare.

Schema funzionale dell'IR2153

Schema funzionale di IR2153D

Per cominciare, diamo un'occhiata a come funziona il microcircuito stesso, e solo allora decideremo quale alimentatore assemblare da esso. Innanzitutto, diamo un'occhiata a come funziona il generatore stesso. La figura sottostante è un frammento divisore resistivo, tre amplificatori operazionali e un flip-flop RS:

Nel momento iniziale, quando la tensione di alimentazione è stata appena applicata, il condensatore C1 non viene caricato su tutti gli ingressi invertenti dell'amplificatore operazionale, c'è zero e alla tensione positiva non invertente generata dal partitore resistivo. Di conseguenza, si scopre che la tensione agli ingressi invertenti è inferiore rispetto a quelli non invertenti e tutti e tre gli amplificatori operazionali alle loro uscite formano una tensione vicina alla tensione di alimentazione, ad es. unità logaritmica.
Poiché l'ingresso R (impostazione zero) sul trigger si sta invertendo, per esso sarà uno stato in cui non influisce sullo stato del trigger, ma all'ingresso S ci sarà un registro uno, che imposta anche un registrarne uno all'uscita del trigger e il condensatore Ct attraverso il resistore R1 inizierà a caricarsi. Sull'immagine tensione attraverso Ct mostrata come linea blu,rosso - tensione all'uscita DA1, verde - all'uscita DA2, un rosa - all'uscita del trigger RS:

Non appena la tensione a Ct supera i 5 V, si forma un log zero all'uscita di DA2 e quando, continuando a caricare Ct, la tensione raggiunge un valore leggermente superiore a 10 volt, all'uscita di DA2 apparirà un log zero DA1, che a sua volta imposterà il trigger RS ​​su uno stato log zero. Da questo momento Ct comincerà a scaricarsi, anche attraverso la resistenza R1, e non appena la tensione ai suoi capi sarà leggermente inferiore al valore impostato di 10 V, all'uscita DA1 apparirà nuovamente un'unità logaritmica. Quando la tensione sul condensatore Ct diventa inferiore a 5 V, un'unità logaritmica apparirà all'uscita di DA2 e trasformerà il flip-flop RS nello stato di uno e Ct ricomincerà a caricarsi. Naturalmente, all'uscita invertita RS del flip-flop, la tensione avrà valori logici opposti.
Pertanto, alle uscite del trigger RS, opposte in fase, ma uguali in durata, si formano i livelli log uno e zero:

Poiché la durata degli impulsi di controllo IR2153 dipende dalla velocità di carica-scarica del condensatore Ct, è necessario prestare attenzione al lavaggio della scheda dal flusso - non dovrebbero esserci perdite né dai terminali del condensatore né dal circuito stampato conduttori della scheda, poiché questo è irto di magnetizzazione del nucleo del trasformatore di potenza e transistor di potenza guasti.
Ci sono anche altri due moduli nel microcircuito: RILEVAMENTO UV e LOGIK. Il primo è responsabile dell'avvio-arresto del processo del generatore, a seconda della tensione di alimentazione, e il secondo genera impulsi TEMPO MORTO, necessari per escludere la corrente passante dello stadio di potenza.
Poi c'è una separazione dei livelli logici: uno diventa il braccio superiore di controllo del semiponte e il secondo quello inferiore. La differenza sta nel fatto che il braccio superiore è controllato da due transistor ad effetto di campo, che a loro volta controllano lo stadio finale "strappato" da terra e "strappato" dalla tensione di alimentazione. Considerando il semplificato schema elettrico accendendo IR2153, risulta qualcosa del genere:

I pin 8, 7 e 6 dell'IR2153 sono rispettivamente le uscite VB, HO e VS, ovvero alimentazione di controllo high-side, l'uscita dello stadio finale di controllo high-side e il filo negativo del modulo di controllo high-side. Si dovrebbe prestare attenzione al fatto che al momento dell'accensione voltaggio di controlloè presente sul flip-flop Q RS, quindi il transistor di potenza low-side è acceso. Il condensatore C3 viene caricato tramite il diodo VD1, poiché la sua uscita inferiore è collegata a un filo comune tramite il transistor VT2.
Non appena il trigger RS ​​del microcircuito cambia stato, VT2 si chiude e la tensione di controllo sul pin 7 dell'IR2153 apre il transistor VT1. A questo punto, la tensione al pin 6 del microcircuito inizia ad aumentare e, per mantenere aperta VT1, la tensione al suo gate deve essere maggiore di quella alla sorgente. Poiché la resistenza di un transistor aperto è pari a decimi di ohm, la tensione al suo drain non è molto maggiore di quella alla sorgente. Si scopre che mantenere il transistor nello stato aperto richiede una tensione di almeno 5 volt in più rispetto alla tensione di alimentazione, e lo è davvero: il condensatore C3 viene caricato fino a 15 volt ed è lui che ti consente di mantenere VT1 in lo stato aperto, poiché l'energia immagazzinata in esso in questo momento è la tensione di alimentazione per il braccio superiore dello stadio finestra del microcircuito. Il diodo VD1 in questo momento non consente di scaricare C3 sul bus di alimentazione del microcircuito stesso.
Non appena termina l'impulso di controllo sul pin 7, il transistor VT1 si chiude e quindi si apre VT2, che ricarica nuovamente il condensatore C3 a una tensione di 15 V.

Molto spesso, in parallelo con il condensatore C3, i dilettanti installano un condensatore elettrolitico con una capacità da 10 a 100 microfarad, senza nemmeno approfondire la necessità di questo condensatore. Il fatto è che il microcircuito è in grado di funzionare a frequenze da 10 Hz a 300 kHz e la necessità di questo elettrolita è rilevante solo fino a frequenze di 10 kHz, quindi, a condizione che il condensatore elettrolitico sia della serie WL o WZ, tecnologicamente hanno un piccolo ers e sono meglio conosciuti come condensatori per computer con iscrizioni in vernice oro o argento:

Per le frequenze di conversione popolari utilizzate nella creazione di alimentatori a commutazione, le frequenze vengono portate sopra i 40 kHz e talvolta regolate a 60-80 kHz, quindi la rilevanza dell'utilizzo di un elettrolita scompare semplicemente: anche una capacità di 0,22 uF è già sufficiente per aprire e mantenere il transistor SPW47N60C3 nello stato aperto, che ha una capacità di gate di 6800 pF. Per calmare la mia coscienza, viene posizionato un condensatore da 1 uF e, correggendo il fatto che IR2153 non può commutare direttamente transistor così potenti, l'energia accumulata del condensatore C3 è sufficiente per controllare transistor con una capacità di gate fino a 2000 pF, cioè. tutti i transistor con una corrente massima di circa 10 A (l'elenco dei transistor è sotto nella tabella). Se hai ancora dei dubbi, invece del raccomandato 1 uF, usa un condensatore ceramico da 4,7 uF, ma questo è inutile:

Non sarebbe giusto non notare che il chip IR2153 ha analoghi, ad es. microchip con funzionalità simili. Questi sono IR2151 e IR2155. Per chiarezza, riassumeremo i parametri principali in una tabella e solo allora capiremo quale di essi è meglio cucinare:

PATATA FRITTA	Tensione massima autisti	Avviare la tensione di alimentazione	Interrompere la tensione di alimentazione	Corrente massima per il pilotaggio dei gate dei transistor di potenza / tempo di salita	Corrente massima per la scarica dei gate dei transistor di potenza / tempo di caduta	Tensione zener interna
				100 mA / 80...120 nS	210 mA / 40...70 nS
				NON SPECIFICATO / 80...150 nS	NON SPECIFICATO / 45...100 nS
				210 mA / 80...120 nS	420 mA / 40...70 ms

Come si può vedere dalla tabella, le differenze tra i microcircuiti non sono molto grandi: tutti e tre hanno lo stesso diodo zener shunt per l'alimentazione, le tensioni di alimentazione di avvio e arresto per tutti e tre sono quasi le stesse. La differenza sta solo nella corrente massima dello stadio finale, che determina quali transistor di potenza ea quali frequenze possono controllare i microcircuiti. Per quanto strano possa sembrare, ma l'IR2153 più pubblicizzato si è rivelato né pesce né carne: non è razionato corrente massima l'ultima cascata di driver e il tempo di salita e discesa è leggermente ritardato. Differiscono anche nel costo: IR2153 è il più economico, ma IR2155 è il più costoso.
La frequenza del generatore, è la frequenza di conversione ( non c'è bisogno di dividere per 2) per IR2151 e IR2155 è determinato dalle formule seguenti e la frequenza di IR2153 può essere determinata dal grafico:

Per scoprire quali transistor possono essere controllati dai microcircuiti IR2151, IR2153 e IR2155, è necessario conoscere i parametri di questi transistor. Di grande interesse quando si aggancia un microcircuito e transistor di potenza è l'energia di gate Qg, poiché influenzerà i valori istantanei della corrente massima dei driver del microcircuito, il che significa che è necessaria una tabella con i parametri del transistor. Qui SPECIALE si dovrebbe prestare attenzione al produttore, poiché questo parametro ha diversi produttoriè diverso. Questo è più chiaramente visibile nell'esempio del transistor IRFP450.
Capisco perfettamente che per una produzione una tantum di un alimentatore, da dieci a venti transistor sono ancora un po' troppi, tuttavia, ho pubblicato un link per ogni tipo di transistor - di solito compro lì. Quindi fai clic, guarda i prezzi, confronta con la vendita al dettaglio e la probabilità di acquistare un prodotto di sinistra. Ovviamente non sto dicendo che Ali abbia solo venditori onesti e tutti i prodotti della massima qualità: ci sono molti truffatori ovunque. Tuttavia, se ordini transistor prodotti direttamente in Cina, è molto più difficile imbattersi in merda. Ed è per questo motivo che preferisco i transistor STP e STW, e non disdegno nemmeno l'acquisto da smontare, cioè BOO.

TRANSISTORI POPOLARI PER ALIMENTATORI COMMUTATI
NOME	VOLTAGGIO			POTENZA	CAPACITÀ OTTURATORE	Qg (PRODUTTORE)
RETE (220 V)
						17...23 nC ( ST)
						38...50 nC ( ST)
						35...40 nC ( ST)
						39...50 nC ( ST)
						46nC ( ST)
						50...70 nC ( ST)
						75nC( ST)
						84nC ( ST)
						65nC ( ST)
						46nC ( ST)
						50...70 nC ( ST)
						75nC( ST)
						65nC ( ST)
STP20NM60FP						54nC ( ST)
						150nC (IR) 75nC( ST)
						150...200nC (IN)
						252...320 nC (IN)
						87...117 nC ( ST)

I g \u003d Q g / t su \u003d 63 x 10 -9 / 120 x 10 -9 \u003d 0,525 (A) (1)

Con l'ampiezza degli impulsi della tensione di controllo al gate Ug = 15 V, la somma della resistenza di uscita del driver e della resistenza del resistore di limitazione non deve superare:

Rmax = U g / I g = 15 / 0,525 = 29 (ohm) (2)

Calcoliamo l'impedenza di uscita in uscita dello stadio driver per il chip IR2155:

R acceso \u003d U cc / I max \u003d 15 V / 210 mA \u003d 71,43 ohm
R spento \u003d U cc / I max \u003d 15 V / 420 mA \u003d 33,71 ohm

Tenendo conto del valore calcolato secondo la formula (2) Rmax = 29 Ohm, arriviamo alla conclusione che con il driver IR2155 è impossibile ottenere la velocità specificata del transistor IRF840. Se nel circuito di gate è installato un resistore Rg = 22 Ohm, determiniamo il tempo di accensione del transistor come segue:

RE on = R on + R gate, dove RE - resistenza totale, R R gate - resistenza installata nel circuito gate del transistor di potenza = 71,43 + 22 = 93,43 ohm;
I on \u003d U g / RE on, dove I on è la corrente di apertura, U g - valore della tensione di controllo del gate = 15 / 93,43 = 160 mA;
t su \u003d Q g / I su \u003d 63 x 10-9 / 0,16 \u003d 392nS
Il tempo di spegnimento può essere calcolato utilizzando le stesse formule:
RE off = R out + R gate, dove RE - resistenza totale, R out - impedenza di uscita del driver, R gate - resistenza installata nel circuito gate del transistor di potenza = 36,71 + 22 = 57,71 ohm;
I off \u003d U g / RE off, dove I off - corrente di apertura, U g - valore della tensione di controllo del gate = 15 / 58 = 259 mA;
t off \u003d Q g / I off \u003d 63 x 10-9 / 0,26 \u003d 242nS
Ai valori risultanti è necessario aggiungere il tempo della propria apertura - chiusura del transistor, per cui il tempo reale t Su sarà 392 + 40 = 432nS, e t spento 242 + 80 = 322nS.
Ora resta da assicurarsi che un transistor di potenza abbia il tempo di chiudersi completamente prima che il secondo inizi ad aprirsi. Per fare ciò, aggiungi t acceso e spento ottenendo 432 + 322 = 754 nS, cioè 0,754µS. Cosa serve? Il fatto è che uno qualsiasi dei microcircuiti, sia esso IR2151, o IR2153 o IR2155, ha un valore fisso TEMPO MORTO, che è 1,2 µS e non dipende dalla frequenza dell'oscillatore principale. Il foglio dati menziona che Deadtime (typ.) è 1,2 µs, ma c'è anche una cifra molto imbarazzante da cui la conclusione suggerisce che TEMPO MORTOè il 10% della durata dell'impulso di controllo:

Per fugare i dubbi, il microcircuito è stato acceso e ad esso è stato collegato un oscilloscopio a due canali:

L'alimentazione era di 15 V e la frequenza era di 96 kHz. Come si vede dalla fotografia, con uno sweep di 1 µS, la durata della pausa è di poco superiore a una divisione, che corrisponde esattamente a circa 1,2 µS. Quindi, riduci la frequenza e osserva quanto segue:

Come puoi vedere dalla foto a 47kHz, il tempo di pausa non è realmente cambiato, quindi il segno che dice Deadtime (typ.) 1.2 µs è vero.
Poiché il microcircuito funzionava già, era impossibile resistere a un altro esperimento: ridurre la tensione di alimentazione per assicurarsi che la frequenza del generatore aumentasse. Il risultato è la seguente immagine:

Tuttavia, le aspettative non erano giustificate - invece di aumentare la frequenza, è diminuita, e di meno del 2%, che generalmente può essere trascurata e va notato che il chip IR2153 mantiene la frequenza abbastanza stabile - la tensione di alimentazione è cambiata di più del 30%. Va anche notato che il tempo di pausa è leggermente aumentato. Questo fatto è alquanto piacevole - con una diminuzione della tensione di controllo, il tempo di apertura - la chiusura dei transistor di potenza aumenta leggermente e un aumento della pausa in questo caso sarà molto utile.
Si è scoperto anche quello RILEVAMENTO UV affronta perfettamente la sua funzione: con un'ulteriore diminuzione della tensione di alimentazione, il generatore si è fermato e, con un aumento, il microcircuito si è riavviato.
Torniamo ora alla nostra matematica, in base ai cui risultati abbiamo scoperto che con resistori da 22 Ohm installati nei gate, i tempi di chiusura e apertura sono di 0,754 µS per il transistor IRF840, che è inferiore alla pausa di 1,2 µS data dal microcircuito stesso.
Pertanto, con il microcircuito IR2155 tramite resistori da 22 Ohm, può controllare abbastanza normalmente l'IRF840, ma molto probabilmente l'IR2151 morirà per molto tempo, poiché per chiudere e aprire i transistor avevamo bisogno di una corrente rispettivamente di 259 mA e 160 mA e i suoi valori massimi sono 210 mA e 100 mA. Certo, puoi aumentare le resistenze installate nei gate dei transistor di potenza, ma in questo caso c'è il rischio di andare oltre TEMPO MORTO. Per non impegnarsi nella predizione della fortuna sui fondi di caffè, è stata compilata una tabella in EXCEL, che puoi prendere. Si presume che la tensione di alimentazione del microcircuito sia di 15 V.
Per ridurre il rumore di commutazione e ridurre leggermente il tempo di chiusura dei transistor di potenza negli alimentatori a commutazione, un transistor di potenza viene deviato con un resistore e un condensatore collegati in serie oppure il trasformatore di potenza stesso viene deviato nello stesso circuito. Questo nodo è chiamato snubber. Il resistore del circuito snubber viene scelto con un valore di 5-10 volte più resistenza drain - la sorgente del transistor ad effetto di campo nello stato aperto. La capacità del condensatore del circuito è determinata dall'espressione:
C \u003d tdt / 30 x R
dove tdt è il tempo di pausa per la commutazione dei transistor superiore e inferiore. In base al fatto che la durata del transitorio, pari a 3RC, dovrebbe essere 10 volte inferiore alla durata del tempo morto tdt.
Lo smorzamento ritarda i momenti di apertura e chiusura del transistor ad effetto di campo rispetto alle cadute di tensione di controllo al suo gate e riduce la velocità di variazione della tensione tra il drain e il gate. Di conseguenza, i valori di picco degli impulsi di corrente sono inferiori e la loro durata è maggiore. Quasi senza modificare il tempo di accensione, il circuito di smorzamento riduce significativamente il tempo di spegnimento del transistor ad effetto di campo e limita lo spettro delle interferenze radio generate.

Con la teoria sistemata un po ', puoi procedere a schemi pratici.
Il circuito di alimentazione switching IR2153 più semplice è un trasformatore elettronico con un minimo di funzioni:

Il diagramma non ne contiene caratteristiche aggiuntive, e l'alimentazione bipolare secondaria è formata da due raddrizzatori con un punto medio e una coppia di doppi diodi Schottky. La capacità del condensatore C3 è determinata sulla base di 1 microfarad di capacità per 1 W di carico. I condensatori C7 e C8 hanno la stessa capacità e si trovano nell'intervallo da 1 uF a 2,2 uF. La potenza dipende dal core utilizzato e dalla corrente massima dei transistor di potenza e teoricamente può raggiungere i 1500 watt. Tuttavia, questo è solo TEORICAMENTE , supponendo che al trasformatore siano applicati 155 VAC e che la corrente massima dell'STP10NK60Z raggiunga i 10A. In pratica, in tutte le schede tecniche è indicata una diminuzione della corrente massima in funzione della temperatura del cristallo del transistor, e per il transistor STP10NK60Z la corrente massima è di 10 A ad una temperatura del cristallo di 25 gradi Celsius. A una temperatura del cristallo di 100 gradi Celsius, la corrente massima è già di 5,7 A, e stiamo parlando della temperatura del cristallo, e non della flangia del dissipatore di calore, e ancor di più della temperatura del radiatore.
Pertanto, la potenza massima va scelta in base alla corrente massima del transistor divisa per 3 se si tratta di un alimentatore per un amplificatore di potenza e divisa per 4 se si tratta di un alimentatore per un carico costante, come le lampade ad incandescenza.
Considerato quanto sopra, otteniamo che per un amplificatore di potenza è possibile ottenere un alimentatore switching con una potenza di 10/3 \u003d 3,3 A, 3,3 A x 155 V \u003d 511 W. Per un carico costante, otteniamo un alimentatore 10/4 \u003d 2,5 A, 2,5 A x 155 V \u003d 387 W. In entrambi i casi viene utilizzata un'efficienza del 100%, cosa che non accade in natura.. Inoltre, se procediamo dal fatto che 1 μF della capacità di potenza primaria per 1 W di potenza di carico, allora abbiamo bisogno di uno o più condensatori con una capacità di 1500 μF e tale capacità deve già essere caricata tramite soft start sistemi.
Nello schema seguente è mostrato un alimentatore switching con protezione da sovraccarico e soft start per l'alimentazione secondaria:

Innanzitutto, questo alimentatore ha una protezione da sovraccarico, realizzata sul trasformatore di corrente. Si possono leggere i dettagli sul calcolo del trasformatore di corrente. Tuttavia, nella maggior parte dei casi è sufficiente anello di ferrite con un diametro di 12 ... 16 mm, su cui sono avvolti circa 60 ... 80 giri in due fili. Diametro 0,1...0,15 mm. Quindi l'inizio di un avvolgimento è collegato alle estremità del secondo. Questo è l'avvolgimento secondario. L'avvolgimento primario contiene uno o due, a volte un giro e mezzo è più conveniente.
Sempre nel circuito vengono ridotti i valori delle resistenze R4 e R6 in modo da ampliare il range della tensione di alimentazione primaria (180...240V). Per non sovraccaricare il diodo zener installato nel microcircuito, il circuito ha un diodo zener separato con una potenza di 1,3 W a 15 V.
Inoltre, nell'alimentatore è stato introdotto un soft start per l'alimentazione secondaria, che ha permesso di aumentare la capacità dei filtri di alimentazione secondari a 1000 μF con una tensione di uscita di ±80 V. Senza questo sistema, l'alimentatore è andato in protezione al momento dell'accensione. Il principio di funzionamento della protezione si basa sul funzionamento dell'IR2153 a una frequenza maggiore al momento dell'accensione. Ciò provoca perdite nel trasformatore e non è in grado di erogare la massima potenza al carico. Non appena la generazione attraverso il partitore R8-R9, la tensione fornita al trasformatore entra nel rivelatore VD5 e VD7 e inizia la carica del condensatore C7. Non appena la tensione diventa sufficiente per aprire VT1, C3 è collegato alla catena di impostazione della frequenza del microcircuito e il microcircuito raggiunge la frequenza operativa.
Sono state inoltre introdotte induttanze aggiuntive per le tensioni primarie e secondarie. L'induttanza di potenza primaria riduce l'interferenza generata dall'alimentatore e va alla rete 220V, quella secondaria riduce il ripple RF al carico.
In questa versione sono presenti altri due alimentatori secondari aggiuntivi. Il primo è progettato per alimentare un dispositivo di raffreddamento a dodici volt per computer e il secondo per alimentare gli stadi preliminari dell'amplificatore di potenza.
Un'altra sottovariante del circuito è un alimentatore switching con una tensione di uscita unipolare:

Naturalmente, l'avvolgimento secondario conta sulla tensione necessaria. L'alimentatore può essere saldato sulla stessa scheda senza elementi di montaggio non presenti nello schema.

La prossima versione dell'alimentatore switching è in grado di fornire circa 1500 W al carico e contiene sistemi di soft start sia per l'alimentazione primaria che secondaria, ha protezione da sovraccarico e tensione per il dispositivo di raffreddamento del raffreddamento forzato. Il problema del controllo dei potenti transistor di potenza viene risolto utilizzando follower di emettitore sui transistor VT1 e VT2, che scaricano attraverso se stessi la capacità di gate dei potenti transistor:

Tale forzatura della chiusura dei transistor di potenza consente l'uso di istanze abbastanza potenti, come IRFPS37N50A, SPW35N60C3, per non parlare di IRFP360 e IRFP460.
Al momento dell'accensione, la tensione al ponte a diodi di potenza primaria viene fornita attraverso il resistore R1, poiché i contatti del relè K1 sono aperti. Inoltre, la tensione, attraverso R5, viene fornita al microcircuito e attraverso R11 e R12 all'uscita dell'avvolgimento del relè. Tuttavia, la tensione aumenta gradualmente: C10 è sufficiente grande capacità. Dal secondo avvolgimento del relè, la tensione viene fornita al diodo zener e al tiristore VS2. Non appena la tensione raggiunge i 13 V, sarà già sufficiente aprire VS2 dopo aver superato il diodo zener da 12 volt. Va ricordato qui che IR2155 si avvia con una tensione di alimentazione di circa 9 V, quindi, al momento dell'apertura di VS2 tramite IR2155, genererà già impulsi di controllo, solo loro entreranno nell'avvolgimento primario attraverso il resistore R17 e il condensatore C14, poiché il aperto anche il secondo gruppo di contatti del relè K1 . Ciò limiterà in modo significativo la corrente di carica dei condensatori del filtro di potenza secondario. Non appena il tiristore VS2 si apre, la tensione verrà applicata all'avvolgimento del relè ed entrambi i gruppi di contatti si chiuderanno. Il primo shunt il resistore limitatore di corrente R1 e il secondo shunt R17 e C14.
Il trasformatore di potenza ha un avvolgimento di servizio e un raddrizzatore basato su diodi VD10 e VD11, da cui verrà alimentato il relè, oltre all'alimentazione aggiuntiva del microcircuito. R14 serve a limitare la corrente del ventilatore ausiliario.
Tiristori usati VS1 e VS2 - MCR100-8 o simili nel pacchetto TO-92
Bene, alla fine di questa pagina, un altro circuito è tutto sullo stesso IR2155, ma questa volta fungerà da regolatore di tensione:

Come nella versione precedente, i transistor di potenza sono chiusi dai bipolari VT4 e VT5. Il circuito è dotato di un soft start di tensione secondaria su VT1. L'inizio è fatto da rete di bordo auto e quindi l'alimentazione è fornita da una tensione stabilizzata di 15 V, alimentata dai diodi VD8, VD9, resistenza R10 e diodo zener VD6.
In questo schema c'è un altro elemento piuttosto interessante: tC. Si tratta di una protezione contro il surriscaldamento del dissipatore che può essere utilizzata con quasi tutti gli inverter. Non è stato possibile trovare un nome univoco, nella gente comune si tratta di un fusibile termico autoripristinante, nei listini prezzi di solito ha la designazione KSD301. Viene utilizzato in molti elettrodomestici come elemento di protezione o regolazione della temperatura, poiché sono prodotti con temperatura diversa innescante. Il fusibile si presenta così:

Non appena la temperatura del dissipatore di calore raggiunge il limite di intervento del fusibile, la tensione di controllo dal punto REM verrà rimossa e l'inverter si spegnerà. Dopo che la temperatura scende di 5-10 gradi, il fusibile verrà ripristinato e fornirà la tensione di controllo e il convertitore si riavvierà. Lo stesso fusibile termico, beh, o un relè termico può essere utilizzato anche negli alimentatori di rete controllando la temperatura del radiatore e spegnendo l'alimentazione, preferibilmente a bassa tensione, andando al microcircuito: il relè termico funzionerà più a lungo in questo modo . Puoi acquistare KSD301.
VD4, VD5 - diodi veloci delle serie SF16, HER106, ecc.
La protezione da sovraccarico può essere introdotta nel circuito, ma durante il suo sviluppo, l'enfasi principale era sulla miniaturizzazione: anche il nodo softstart era una grande domanda.
La produzione di parti di avvolgimento e circuiti stampati è descritta nelle pagine seguenti dell'articolo.

Bene, alla fine, diversi circuiti di commutazione di alimentatori trovati su Internet.
Lo schema n. 6 è tratto dal sito web di SALDATORI:

Nel successivo alimentatore sul driver auto-sincronizzato IR2153, la capacità del condensatore booster viene ridotta a una sufficienza minima di 0,22 microfarad (C10). Il microcircuito è alimentato dal punto medio artificiale del trasformatore di potenza, che non è importante. Non c'è protezione da sovraccarico, la forma della tensione fornita al trasformatore di potenza è leggermente corretta dall'induttanza L1:

Scegliendo gli schemi per questo articolo, mi sono imbattuto in questo. L'idea è di utilizzare due IR2153 in un convertitore a ponte. L'idea dell'autore è abbastanza comprensibile: l'uscita RS del trigger viene alimentata all'ingresso Ct e, logicamente, dovrebbero essere formati impulsi di controllo opposti in fase alle uscite del microcircuito slave.
L'idea ha incuriosito ed è stato condotto un esperimento investigativo sul tema del test della capacità lavorativa. Non è stato possibile ottenere impulsi di controllo stabili alle uscite di IC2: o il driver superiore funzionava o quello inferiore. Inoltre, la fase di pausa TEMPO MORTO, su un chip rispetto a un altro, che ridurrà notevolmente l'efficienza e l'idea è stata costretta ad essere abbandonata.

Una caratteristica distintiva del prossimo alimentatore sull'IR2153 è che se funziona, questo lavoro è simile a una polveriera. Prima di tutto, un avvolgimento aggiuntivo sul trasformatore di alimentazione per alimentare l'IR2153 stesso ha attirato la mia attenzione. Tuttavia, non esiste un resistore limitatore di corrente dopo i diodi D3 e D6, il che significa che il diodo zener da quindici volt all'interno del microcircuito sarà MOLTO pesantemente caricato. Cosa succede quando si surriscalda e il guasto termico può essere solo indovinato.
La protezione da sovraccarico su VT3 devia il condensatore di impostazione dell'ora C13, il che è abbastanza accettabile.

L'ultimo circuito di alimentazione accettabile sull'IR2153 non è niente di unico. È vero, l'autore per qualche motivo ha ridotto troppo la resistenza dei resistori nei gate dei transistor di potenza e ha installato i diodi zener D2 e ​​D3, il cui scopo non è molto chiaro. Inoltre, la capacità C11 è troppo piccola, anche se è possibile che si tratti di un convertitore risonante.

Esiste un'altra opzione per un alimentatore switching che utilizza IR2155 ed è per il controllo di un convertitore a ponte. Ma lì, il microcircuito controlla i transistor di potenza tramite un driver aggiuntivo e un trasformatore corrispondente, e stiamo parlando di fusione per induzione dei metalli, quindi questa opzione merita una pagina a parte e chiunque capisca almeno la metà di ciò che legge dovrebbe andare al pagina con circuiti stampati.

VIDEO ISTRUZIONI PER L'AUTOASSEMBLAGGIO
ALIMENTAZIONE AD IMPULSI BASATA SU IR2153 O IR2155

Qualche parola sulla produzione trasformatori di impulsi:

Come determinare il numero di giri senza conoscere la marca di ferrite:

Ciao a tutti!

Sfondo:

Il sito ha un circuito per amplificatori di potenza in frequenza audio (ULF) 125, 250, 500, 1000 watt, ho scelto l'opzione 500 watt, perché oltre all'elettronica radio, sono anche un po' appassionato di musica e quindi volevo qualcosa meglio da ULF. Lo schema sul TDA 7293 non mi andava bene, quindi ho deciso l'opzione transistor ad effetto di campo 500 watt. Fin dall'inizio, ho quasi assemblato un canale ULF, ma il lavoro si è interrotto per vari motivi (tempo, denaro e indisponibilità di alcuni componenti). Di conseguenza, ho acquistato i componenti mancanti e ho terminato un canale. Inoltre, dopo un certo tempo, ho raccolto il secondo canale, ho impostato tutto e l'ho testato sull'alimentazione di un altro amplificatore, tutto ha funzionato il livello più alto Mi è piaciuta molto la qualità, non mi aspettavo nemmeno che fosse così. A parte, molte grazie ai radioamatori Boris, AndReas, nissan che l'hanno raccolto tutto il tempo, aiutato nella sua configurazione e in altre sfumature. Il prossimo è stato l'alimentatore. Certo, vorrei realizzare un alimentatore su un trasformatore convenzionale, ma ancora una volta tutto si ferma alla disponibilità dei materiali per il trasformatore e al loro costo. Pertanto, dopotutto, ho deciso di fermarmi all'UPS.

Bene, ora sull'UPS stesso:

Ho usato transistor IRFP 460, perché non li ho trovati indicati nello schema. Ho dovuto mettere i transistor al contrario ruotandoli di 180 gradi, praticare più fori per le gambe e saldare i fili (vedi foto). Quando ho realizzato un circuito stampato, in seguito mi sono reso conto solo che non riuscivo a trovare i transistor di cui avevo bisogno come nello schema, ho installato quelli che erano (IRFP 460). I transistor e i diodi raddrizzatori di uscita devono essere installati sul dissipatore di calore attraverso guarnizioni termoconduttive isolanti e anche i radiatori devono essere raffreddati con un dispositivo di raffreddamento, altrimenti i transistor e i diodi raddrizzatori potrebbero surriscaldarsi, ma il riscaldamento dei transistor ovviamente dipende anche dal tipo di transistor utilizzati. Più bassa è la resistenza interna del lavoratore sul campo, meno si riscalderanno.

Inoltre, non ho ancora installato un varistore da 275 Volt all'ingresso, poiché non è in città e non ce l'ho nemmeno io, ma è costoso ordinare una parte via Internet. Avrò elettroliti separati per l'uscita, perché non sono disponibili per la tensione richiesta e la dimensione non è adatta. Ho deciso di mettere 4 elettroliti da 10.000 microfarad * 50 volt, 2 in serie per braccio, in totale ogni braccio avrà 5000 microfarad * 100 volt, che sarà completamente sufficiente per l'alimentazione, ma è meglio mettere 10.000 microfarad * 100 volt per braccio.

Il diagramma mostra il resistore R5 47 kOhm 2 W per alimentare il microcircuito, dovrebbe essere sostituito con 30 kOhm 5 W (preferibilmente 10 W) affinché il chip IR2153 abbia abbastanza corrente a un carico pesante, altrimenti potrebbe andare in protezione contro una mancanza di corrente o la tensione pulsante influirà sulla qualità. Nel circuito dell'autore costa 47 kOhm, che è molto per un alimentatore del genere. A proposito, il resistore R5 diventerà molto caldo, non preoccuparti, il tipo di questi circuiti su IR2151, IR2153, IR2155 per l'alimentazione è accompagnato da un forte riscaldamento di R5.

Nel mio caso ho usato nucleo di ferrite ETD 49 ed è stato molto difficile per me salire sul tabellone. A una frequenza di 56 kHz, secondo i calcoli, può dare fino a 1400 watt a questa frequenza, che nel mio caso ha un margine. Puoi anche usare un nucleo toroidale o di altra forma, l'importante è che sia adatto in termini di potenza complessiva, permeabilità e, ovviamente, che ci sia spazio sufficiente per posizionarlo sulla scheda.

Dati di avvolgimento per ETD 49: 1 = 20 spire con 0,63 fili in 5 fili (avvolgimento 220 volt). 2-ka \u003d alimentazione principale bipolare 2 * 11 giri con un filo 0,63 in 4 fili (avvolgimento 2 * 75-80) volt. 3-ka \u003d 2,5 giri con un filo da 0,63 in 1 filo (avvolgimento da 12 volt, per avviamento graduale). 4-ka \u003d 2 giri con un filo 0,63 in 1 filo (un avvolgimento aggiuntivo per alimentare circuiti preliminari (blocco di toni, ecc.). Il telaio del trasformatore necessita di un design verticale, ne ho uno orizzontale, quindi ho dovuto recintarlo Può essere avvolto in un design senza cornice.Su altri tipi dovrai calcolare tu stesso il nucleo, puoi usare il programma che lascerò alla fine dell'articolo.Nel mio caso, ho usato una tensione bipolare di 2 * 75-80 volt per un amplificatore da 500 watt, perché meno, perché il carico dell'amplificatore non sarà di 8 ohm ma di 4 ohm.

Configurazione e prima esecuzione:

Quando si avvia l'UPS per la prima volta, assicurarsi di installare una lampadina da 60-100 watt nello spazio tra il cavo di rete e l'UPS. Quando lo accendi, se la luce non si accende, allora è già buono. Al primo avvio, la protezione da cortocircuito potrebbe attivarsi e il LED HL1 si accenderà, poiché gli elettroliti ad alta capacità assorbono un'enorme corrente al momento dell'accensione, se ciò accade, è necessario ruotare il resistore multigiro in senso orario finché non si arresta, quindi attendere che il LED si spenga e provare a riaccenderlo per assicurarsi che l'UPS funzioni, quindi regolare la protezione. Se tutto è saldato correttamente e vengono utilizzate le classificazioni delle parti corrette, l'UPS si avvierà. Inoltre, quando ci si assicura che l'UPS si accenda e ci siano tutte le tensioni in uscita, è necessario impostare la soglia di protezione. Quando si imposta la protezione, assicurarsi di caricare l'UPS tra i due bracci dell'avvolgimento di uscita principale (che serve per alimentare l'ULF) con una lampadina da 100 watt. Quando il LED HL1 si accende quando l'UPS è acceso sotto carico (una lampada da 100 watt), è necessario ruotare il resistore multigiro variabile R9 2,2 kOhm in senso antiorario fino a quando la protezione non viene attivata all'accensione. Quando il LED si accende quando è acceso, è necessario spegnerlo e attendere che si spenga e ruotarlo gradualmente in senso orario nello stato spento e riaccenderlo finché la protezione non smette di funzionare,
devi solo girare un po ', ad esempio 1 giro e non immediatamente di 5-10 giri, ad es. spento, acceso e acceso, la protezione ha funzionato - di nuovo la stessa procedura più volte fino a raggiungere il risultato desiderato. Quando si imposta la soglia desiderata, quindi, in linea di principio, l'alimentatore è pronto per l'uso ed è possibile rimuovere la lampadina tensione di rete e provare a caricare l'alimentatore carico attivo beh, ad esempio, 500 watt Lì, ovviamente, puoi giocare con la protezione come preferisci, ma non consiglio di testare con un cortocircuito, poiché ciò può portare a un malfunzionamento, sebbene ci sia protezione, alcuni la capacità non avrà il tempo di scaricarsi, il relè non risponderà immediatamente o si incollerà e potrebbe essere un fastidio. Sebbene abbia accidentalmente e non accidentalmente effettuato una serie di chiusure, la protezione funziona. Ma niente è eterno.

Misure dopo il montaggio dell'UPS:

Misure tra le spalle:
U in - 225 volt, carico - 100 watt, U out + - = 164 volt
U in - 225 volt, carico - 500 watt, U out + - = 149 volt
U in - 225 volt, carico - 834 watt, U out + - = 146 volt

C'è una seduta, ovviamente. Con un carico di 834 watt davanti al raddrizzatore di ingresso, la tensione scende da 225 volt a 220 volt, dopo il raddrizzatore scende di ben 20 volt da 304 volt a 284 volt con un carico di 834 watt. Ma in linea di principio, l'abbassamento dell'uscita su ciascun braccio è di 9 volt, che in linea di principio è accettabile, poiché l'UPS non è stabilizzato.

Grazie a tutti per l'attenzione.