TL494 기반 전자 펄스 부하
펄스 발생기는 개발 및 시운전 중 실험실 연구에 사용됩니다. 전자 기기. 발전기는 7~41V의 전압 범위에서 작동하며 출력 트랜지스터에 따라 부하 용량이 높습니다. 출력 펄스의 진폭은 이 미세 회로의 공급 전압 제한 값 +41V까지 미세 회로의 공급 전압 값과 같을 수 있습니다. 그 기초는 모든 사람에게 알려져 있으며 종종 사용됩니다.
아날로그 TL494 미세회로이다 KA7500 그리고 국내 클론 - KR1114EU4 .
매개변수 한계값:
공급 전압 41V
증폭기 입력 전압 (Vcc+0.3)V
콜렉터 출력 전압 41V
콜렉터 출력 전류 250mA
연속 모드에서 총 전력 손실 1W
작동 온도 범위 환경:
-c 접미사 L -25..85С
-접미사 С.0..70С 포함
보관 온도 범위 -65…+150С
장치의 개략도
발전기 회로 직사각형 펄스
발전기 인쇄 회로 기판 TL494 그리고 다른 파일은 별도의 .
주파수 조정은 스위치 S2(대략)와 저항 RV1(부드럽게)에 의해 수행되고 듀티 사이클은 저항 RV2에 의해 조정됩니다. 스위치 SA1은 발전기의 작동 모드를 동위상(단일 주기)에서 역위상(2주기)으로 변경합니다. 저항 R3은 가장 최적의 주파수 범위를 선택합니다. 듀티 사이클 조정 범위는 저항 R1, R2를 사용하여 선택할 수 있습니다.
펄스 발생기 부품
타이밍 회로의 커패시터 C1-C4는 필요한 주파수 범위에 맞게 선택되며 해당 용량은 적외선 하위 범위의 경우 10μF에서 최고 주파수의 경우 1000피코패럿까지 가능합니다.
평균 전류 제한이 200mA인 경우 회로는 게이트를 상당히 빠르게 충전할 수 있지만
트랜지스터가 꺼진 상태에서는 방전이 불가능합니다. 접지된 저항을 사용하여 게이트를 방전하는 것도 만족스럽지 못할 정도로 느립니다. 이러한 목적을 위해 독립적인 보완 리피터가 사용됩니다.
- 읽기: "컴퓨터에서 만드는 방법"
드래곤즈 로드 (2005)
일:사용하기 쉽고 활용도가 가장 높은 직사각형 펄스 발생기를 구축해 보세요. 전제 조건은 신호의 앞쪽 가장자리와 뒤쪽 가장자리가 최대한 가파른지 확인하는 것입니다. 또한 가능한 가장 넓은 범위의 주파수와 듀티 사이클을 포괄하는 것이 바람직합니다. 작업에 따르면 "사이트" 프로젝트 참가자들의 공동 노력을 통해 아래 내용을 숙지할 계획이 탄생했습니다.
개략도 및 그래픽:
완성된 발전기 사진:이 발전기를 사용하는 과정에서 주기적으로 개선되고 회로 등급이 개선되었습니다. 이와 관련하여 발전기는 두 가지 업그레이드를 거쳤습니다. 모든 버전의 생성기를 순서대로 제시하겠습니다. 즉시 조립된 첫 번째 버전은 "온보드" 전원이 없다는 점에서 구별되었습니다.
수술 중에 그러한 것이 분명해졌습니다. 대형 커패시터필요하지 않습니다. 커패시터는 전압 안정기와 함께 발전기 보드에 직접 설치되었습니다. 변압기와 전원 스위치는 공통 베이스에 통합되어 있습니다.
최근에는 적용 가능한 주파수 범위를 확장하기 위해 또 다른 업그레이드가 이루어졌으며 타이밍 체인의 커패시터를 빠르게 변경하기 위해 추가 스위치가 회로에 통합되었습니다. 이에 대해서는 아래에서 자세히 설명합니다.
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| 버전 3.0. (2009) 사용 가능한 주파수 범위가 확장되었습니다. |
계획에 대한 설명: TL494 마이크로 회로는 단일 사이클 모드(위 다이어그램에 표시된 방식)와 푸시풀 모드에서 작동하여 두 개의 부하를 교대로 작동할 수 있습니다. 아래에서는 회로를 푸시풀 회로로 변환하는 방법을 설명하겠지만, 이제 단일 스트로크 회로를 살펴보겠습니다.
단일 종단 회로의 주요 특징은 신호의 듀티 사이클을 0에서 100%까지 변경할 수 있다는 점입니다(채널은 항상 열려 있음). 듀티 사이클 설정 체인은 마이크로 회로의 두 번째 다리에 있습니다. 표시된 값(20K - 트리밍 저항 및 12K 제한)을 유지하십시오. 마이크로 회로의 두 번째 다리와 네 번째 다리 사이의 커패시터는 0.1μF입니다.
주파수 범위는 두 가지 요소로 조절됩니다. 첫째는 마이크로 회로의 6번째 다리에 있는 저항기 체인이고, 두 번째는 5번째 다리의 커패시터 용량입니다. 저항을 설치합니다: 330K - 튜닝 및 2.2K 상수. 다음으로 제가 처음에 제시한 그래프를 보세요. 그래프를 저항 값으로 수평으로 제한했습니다. 왼쪽과 오른쪽. 1000pF = 1nF = 0.001μF(그래프의 위쪽 직선) 용량의 5번째 레그에 있는 커패시터의 경우 결과 주파수 범위는 4KHz에서 미세 회로 한계까지(실제로는 150.. 200KHz, 그러나 잠재적으로 최대 470KHz(이러한 주파수는 동일한 방법을 사용하여 얻지 못함). 발전기의 마지막 업그레이드에서는 마이크로 회로의 5번째 다리에 있는 타이밍 커패시터를 공칭 값 1000pF에서 공칭 값 100nF = 0.1μF로 교체하는 회로에 스위치가 도입되었습니다. 낮은 주파수 범위(그래프 하단에서 두 번째 직선)까지 커버 가능합니다. 두 번째 범위는 40Hz ~ 5KHz입니다. 그 결과, 우리는 40Hz에서 200KHz까지의 범위를 포괄하는 생성기를 얻었습니다.
이제 우리가 제어하는 출력 단계에 대해 몇 마디 하겠습니다. 로드에 필요한 매개변수에 따라 세 개의 키(전계 효과 트랜지스터) 중 하나를 키로 사용할 수 있습니다. IRF540(28A, 100V), IRF640(18A, 200V) 및 IRF840(8A, 500V)이 있습니다. 세 다리 모두 같은 번호가 매겨져 있습니다. 더 날카로운 후미를 원하시면 KT6115A 트랜지스터를 사용하십시오. 이 트랜지스터의 역할은 필드 스위치의 게이트 전위를 마이너스로 급격하게 낮추는 것입니다. 이 추가 트랜지스터(드라이버)를 연결하는 데 다이오드와 1K 저항이 사용됩니다. 게이트의 10Ω 저항은 고주파 링잉 가능성을 직접적으로 제거합니다. 또한 링잉을 방지하기 위해 야포의 볼트 풋에 작은 페라이트 링을 장착하는 것이 좋습니다.
필요한 경우 회로를 푸시풀 회로로 변환하고 두 부하를 교대로 펌핑할 수 있습니다. 푸시풀 모드의 주요 차이점은 첫째, 각 채널의 출력 주파수가 계산된 주파수의 절반으로 감소하고, 둘째, 각 채널의 신호 듀티 사이클이 이제 0에서 50%로 조정된다는 것입니다. 회로를 푸시풀 모드로 전환하려면 마이크로 회로의 8번째 다리(11번째 다리와 마찬가지로)에 양의 전원을 공급해야 합니다. 13 번째 다리를 14 및 15와 연결해야합니다. 따라서 마이크로 회로의 10 번째 다리에서 볼 수 있듯이 유사한 출력 단계를 9 번째 다리의 출력에 연결하십시오.
마지막으로 TL494 칩은 7~41V의 전원 공급 장치 범위에서 작동합니다. 7V 미만의 전압을 공급할 수 없습니다. 단순히 시작되지 않습니다. 이 유형의 주요 트랜지스터의 경우 9V의 공급이면 충분합니다. 12V, 심지어 더 나은 15V를 만드는 것이 더 좋습니다(더 빨리 열릴 것입니다. 즉 앞쪽 가장자리가 더 짧아질 것입니다). KT6115A를 찾을 수 없으면 덜 강력한 다른 트랜지스터 KT685D(또는 아무 문자)로 교체할 수 있습니다. 685 트랜지스터의 다리는 당신을 향하고 있을 경우 왼쪽에서 오른쪽으로 K, B, E입니다. 성공적인 실험을 기원합니다!
일반 설명 및 사용
TL 494후속 버전은 푸시풀 전력 변환기를 구축하는 데 가장 일반적으로 사용되는 마이크로 회로입니다.
- TL494(Texas Instruments의 독창적인 개발) - 단일 종단 출력을 갖춘 PWM 전압 변환기 IC(TL 494 IN - 패키지 DIP16, -25..85C, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - TL494의 국내 아날로그
- TL594 - 오류 증폭기 및 비교기의 정확도가 향상된 TL494 아날로그
- TL598 - 출력에 푸시풀(pnp-npn) 리피터가 있는 TL594의 아날로그
이 자료는 원본 기술 문서 주제에 대한 일반화입니다. 텍사스 인스트루먼트, 간행물 International Rectifier("전력 반도체 장치 International Rectifier", Voronezh, 1999) 및 Motorola.
이 마이크로 회로의 장점과 단점:
- 추가: 제어 회로 개발, 차동 증폭기 2개(논리 기능도 수행 가능)
- 단점: 단상 출력은 추가 장착 필요(UC3825 대비)
- 단점: 전류 제어가 불가능하고 상대적으로 느린 루프 피드백(자동차 PN에서는 중요하지 않음)
- 단점: 두 개 이상의 IC를 동기식으로 연결하는 것은 UC3825만큼 편리하지 않습니다.
1. TL494 칩의 특징
ION 및 저전압 보호 회로. 전력이 5.5..7.0V(일반 값 6.4V)의 임계값에 도달하면 회로가 켜집니다. 이 순간까지 내부 제어 버스는 발전기와 회로의 논리적 부분의 작동을 금지합니다. 현재의 유휴 속도공급 전압 +15V(출력 트랜지스터 비활성화)에서 10mA 이하. ION +5V(+4.75..+5.25V, +/- 25mV보다 나쁘지 않은 출력 안정화)는 최대 10mA의 흐르는 전류를 제공합니다. ION은 NPN 이미터 팔로워(TI pp. 19-20 참조)를 통해서만 증폭될 수 있지만 이러한 "안정기"의 출력 전압은 부하 전류에 따라 크게 달라집니다.
발전기 TL494 Texas Instruments의 경우 타이밍 커패시터 Ct(핀 5)에서 0..+3.0V(진폭은 ION에 의해 설정됨)의 톱니 전압을 생성하고 TL494 Motorola의 경우 0...+2.8V(우리는 무엇을 할 수 있습니까?) 다른 사람들로부터 기대합니까?), 각각 TI F =1.0/(RtCt)의 경우, Motorola F=1.1/(RtCt)의 경우입니다.
1~300kHz의 작동 주파수가 허용되며 권장 범위는 Rt = 1~500kOhm, Ct = 470pF~10μF입니다. 이 경우 일반적인 주파수 온도 드리프트는 (물론 부착된 부품의 드리프트를 고려하지 않고) +/-3%이고, 공급 전압에 따른 주파수 드리프트는 전체 허용 범위에서 0.1% 이내입니다.
발전기를 원격으로 끄려면 외부 키를 사용하여 Rt 입력(6)을 ION 출력으로 단락시키거나 Ct를 접지로 단락시킬 수 있습니다. 물론, Rt, Ct를 선택할 때 개방형 스위치의 누설 저항을 고려해야 합니다.
휴지 위상 제어 입력(듀티 사이클)나머지 위상 비교기를 통해 회로 암의 펄스 사이에 필요한 최소 일시 정지를 설정합니다. 이는 IC 외부 전력단의 통과 전류를 방지하고 트리거의 안정적인 작동을 위해 필요합니다. TL494 디지털 부분의 스위칭 시간은 200ns입니다. 톱이 제어 입력 4(DT)의 전압을 Ct만큼 초과하면 출력 신호가 활성화됩니다. 제어 전압이 0인 최대 150kHz의 클록 주파수에서 휴지 위상은 주기의 3%(제어 신호 100..120mV의 등가 바이어스)이며, 고주파수에서는 내장 보정이 휴지 위상을 200으로 확장합니다. .300ns.
DT 입력 회로를 사용하면 고정된 휴식 단계를 설정할 수 있습니다( R-R 분배기), 소프트 스타트 모드(R-C), 원격 종료(키) 및 DT를 선형 제어 입력으로 사용합니다. 입력 회로는 PNP 트랜지스터를 사용하여 조립되므로 입력 전류(최대 1.0μA)가 IC 내부가 아닌 외부로 흐릅니다. 전류가 상당히 크기 때문에 고저항 저항기(100kOhm 이하)는 피해야 합니다. TL430(431) 3리드 제너 다이오드를 사용한 서지 보호의 예는 TI, 페이지 23을 참조하십시오.
오류 증폭기- 실제로 정전압에서 Ku = 70..95dB(초기 시리즈의 경우 60dB), 350kHz에서 Ku = 1인 연산 증폭기. 입력 회로 PNP 트랜지스터에 조립되므로 입력 전류(최대 1.0μA)가 IC 밖으로 흘러 들어가지 않습니다. 연산 증폭기의 전류는 상당히 크고 바이어스 전압도 높으므로(최대 10mV) 제어 회로의 고저항 저항(100kOhm 이하)은 피해야 합니다. 그러나 pnp 입력을 사용하므로 입력 전압 범위는 -0.3V ~ Vsupply-2V입니다.
두 증폭기의 출력은 다이오드 OR로 결합됩니다. 출력 전압이 더 큰 증폭기가 로직을 제어합니다. 이 경우 출력 신호는 별도로 사용할 수 없으며 다이오드 OR 출력(오류 비교기의 입력이기도 함)에서만 사용할 수 있습니다. 따라서 하나의 증폭기만 라인 모드에서 루프될 수 있습니다. 이 증폭기는 출력 전압에서 주 선형 피드백 루프를 닫습니다. 이 경우 두 번째 증폭기는 비교기로 사용할 수 있습니다. 예를 들어 출력 전류가 초과되거나 논리적 경보 신호(과열, 단락 등), 원격 차단 등의 키로 사용할 수 있습니다. 비교기 입력은 ION에 연결되고 논리 신호는 두 번째 OR 경보 신호로 구성됩니다(더 나은 방법은 논리 AND 정상 상태 신호).
RC 주파수 종속 OS를 사용하는 경우 증폭기의 출력이 실제로 단일 종단(직렬 다이오드!)이므로 정전 용량을 위로 충전하고 아래로 방전하는 데 오랜 시간이 걸린다는 점을 기억해야 합니다. 이 출력의 전압은 0..+3.5V(제너레이터 스윙보다 약간 높음) 내에 있으며, 전압 계수는 급격히 떨어지고 출력의 약 4.5V에서 증폭기는 포화됩니다. 마찬가지로 증폭기 출력 회로(피드백 루프)의 저항이 낮은 저항기는 피해야 합니다.
증폭기는 작동 주파수의 한 클록 주기 내에서 작동하도록 설계되지 않았습니다. 증폭기 내부의 신호 전파 지연이 400ns이므로 너무 느리고 트리거 제어 논리가 이를 허용하지 않습니다(측면 펄스가 출력에 나타남). 실제 PN 회로에서 OS 회로의 차단 주파수는 200-10000Hz 정도에서 선택됩니다.
트리거 및 출력 제어 로직- 최소 7V의 공급 전압에서 발전기의 톱 전압이 DT 제어 입력보다 크고 톱 전압이 오류 증폭기 중 하나보다 큰 경우(내장된 임계값 및 오프셋) - 회로 출력이 허용됩니다. 발전기가 최대값에서 0으로 재설정되면 출력이 꺼집니다. 파라위상 출력이 있는 트리거는 주파수를 절반으로 나눕니다. 입력 13(출력 모드)에서 논리 0을 사용하면 트리거 위상이 OR로 결합되어 두 출력에 동시에 공급되고 논리 1에서는 각 출력에 개별적으로 위상이 공급됩니다.
출력 트랜지스터- 열 보호 기능이 내장된 npn Darlington(단, 전류 보호 기능 없음). 따라서 컬렉터(일반적으로 포지티브 버스에 닫힘)와 이미터(부하에서) 사이의 최소 전압 강하는 1.5V(일반적으로 200mA에서)이며 공통 이미터가 있는 회로에서는 1.1보다 조금 더 좋습니다. V 전형적이다. 최대 출력 전류(개방형 트랜지스터 포함)는 500mA로 제한되며 전체 칩의 최대 전력은 1W입니다.
2. 적용특징
MIS 트랜지스터의 게이트 작업. 출력 리피터
일반적으로 MIS 트랜지스터의 게이트인 용량성 부하에서 작동할 때 TL494 출력 트랜지스터는 이미터 팔로워에 의해 켜집니다. 평균 전류 제한이 200mA인 경우 회로는 게이트를 빠르게 충전할 수 있지만 트랜지스터가 꺼진 상태에서는 방전이 불가능합니다. 접지된 저항을 사용하여 게이트를 방전하는 것도 만족스럽지 못할 정도로 느립니다. 결국 게이트 커패시턴스 양단의 전압은 기하급수적으로 떨어지며, 트랜지스터를 끄려면 게이트를 10V에서 3V 이하로 방전해야 합니다. 저항기를 통과하는 방전 전류는 항상 트랜지스터를 통과하는 충전 전류보다 작습니다(그리고 저항기는 꽤 많이 가열되고 위로 올라갈 때 스위치 전류를 훔칩니다).
옵션 A. 외부 pnp 트랜지스터를 통한 방전 회로(Shikhman 웹사이트에서 차용 - "Jensen 증폭기 전원 공급 장치" 참조). 게이트를 충전할 때 다이오드를 통해 흐르는 전류는 외부 PNP 트랜지스터를 끄고, IC 출력이 꺼지면 다이오드가 꺼지고 트랜지스터가 열리고 게이트가 접지로 방전됩니다. 마이너스 - 작은 부하 커패시턴스에서만 작동합니다(IC 출력 트랜지스터의 전류 예비에 의해 제한됨).
TL598(푸시풀 출력 포함)을 사용하는 경우 하위 비트 측의 기능이 이미 칩에 내장되어 있습니다. 이 경우 옵션 A는 실용적이지 않습니다.
옵션 B. 독립적인 보완 리피터. 주 전류 부하는 외부 트랜지스터에 의해 처리되므로 부하의 용량(충전 전류)은 사실상 무제한입니다. 트랜지스터 및 다이오드 - 포화 전압 및 Ck가 낮고 예비 전류가 충분한(펄스당 1A 이상) 모든 HF. 예를 들어 KT644+646, KT972+973입니다. 중계기의 "접지"는 전원 스위치 소스 바로 옆에 납땜되어야 합니다. 리피터 트랜지스터의 컬렉터는 세라믹 커패시턴스로 분류되어야 합니다(다이어그램에는 표시되지 않음).
선택할 회로는 주로 부하의 특성(게이트 커패시턴스 또는 스위칭 전하), 작동 주파수 및 펄스 에지에 대한 시간 요구 사항에 따라 달라집니다. 그리고 그것들(전면)은 가능한 한 빨라야 합니다. MIS 스위치가 소멸되는 것은 일시적인 프로세스 동안이기 때문입니다. 최대열 손실. 문제에 대한 완전한 분석을 위해 International Rectifier 컬렉션의 출판물을 참조하는 것이 좋지만 예를 들어 보겠습니다.
강력한 트랜지스터인 IRFI1010N은 게이트 Qg = 130nC의 기준 총 전하를 갖습니다. 이는 트랜지스터가 최대를 보장하기 위해 매우 큰 채널 영역을 갖기 때문에 많은 것입니다. 낮은 저항채널(12mΩ). 이는 모든 밀리옴이 중요한 12V 변환기에 필요한 키입니다. 채널이 열리도록 하려면 게이트에 접지에 비해 Vg = +6V가 제공되어야 하며 총 게이트 전하는 Qg(Vg) = 60nC입니다. 10V로 충전된 게이트를 안정적으로 방전하려면 Qg(Vg)=90nC를 용해시켜야 합니다.
2. 전류 보호, 소프트 스타트, 듀티 사이클 제한 구현
일반적으로 부하 회로의 직렬 저항은 전류 센서 역할을 하도록 요청됩니다. 그러나 컨버터 출력에서 귀중한 볼트와 와트를 훔치고 부하 회로만 모니터링하며 기본 회로의 단락을 감지할 수 없습니다. 해결책 - 유도 센서 1차 회로의 전류.
센서 자체(변류기)는 소형 토로이달 코일입니다(내부 직경은 센서 권선 외에도 주 전원 변압기의 1차 권선 와이어를 자유롭게 통과해야 함). 우리는 토러스를 통해 변압기의 1차 권선 와이어를 통과시킵니다(그러나 소스의 "접지" 와이어는 아님!). 우리는 검출기의 상승 시간 상수를 클록 주파수의 약 3~10주기로 설정하고 감쇠 시간은 광커플러의 응답 전류(1.2~1.6의 전압 강하에서 약 2~10mA)를 기준으로 10배 더 설정했습니다. 다섯).
다이어그램의 오른쪽에는 두 가지가 있습니다. 표준 솔루션 TL494의 경우. Rdt1-Rdt2 분배기는 최대 듀티 사이클(최소 휴지 단계)을 설정합니다. 예를 들어 출력 4에서 Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm인 경우 정전압 Udt=450mV, 이는 18..22%의 정지 위상에 해당합니다(IC 시리즈 및 작동 주파수에 따라 다름).
전원을 켜면 Css가 방전되고 DT 입력의 전위는 Vref(+5V)와 같습니다. Css는 Rss(일명 Rdt2)를 통해 과금되므로 DT 잠재력을 원활하게 낮추어 하한, 제수에 의해 제한됩니다. 이것이 "소프트 스타트"입니다. Css = 47μF 및 표시된 저항을 사용하면 스위치를 켠 후 0.1초 후에 회로 출력이 열리고 0.3~0.5초 내에 작동 듀티 사이클에 도달합니다.
회로에는 Rdt1, Rdt2, Css 외에도 두 가지 누출이 있습니다. 즉, 광 커플러의 누출 전류(10μA 이하)입니다. 고온, 실온에서 약 0.1-1μA) 및 DT 입력에서 흐르는 IC 입력 트랜지스터의 베이스 전류입니다. 이러한 전류가 분배기의 정확도에 큰 영향을 미치지 않도록 Rdt2=Rss는 5kOhm 이하, Rdt1 - 100kOhm 이하로 선택됩니다.
물론 제어를 위한 옵토커플러와 DT 회로의 선택이 기본적인 것은 아닙니다. 비교기 모드에서 오류 증폭기를 사용하고 생성기의 커패시턴스 또는 저항기를 차단하는 것도 가능합니다(예: 동일한 광커플러 사용). 그러나 이는 순조로운 제한이 아닌 종료일 뿐입니다.
인터넷을 서핑했지만 현대 요소 기반에서 단일 전압 조정기 회로와 가장 중요한 전류 조정기를 찾지 못했습니다. 그들 모두
핵심 연결에는 아날로그 또는 바이폴라 트랜지스터가 포함되었습니다. 나는 그 중 하나를 시도했다.
KT818 트랜지스터를 크게 가열하지 않고도 2.5A 이상의 전류를 수신하지 못했습니다. 약 4암페어를 제거하려고 하면 트랜지스터와 쇼트키 다이오드가 소손되었습니다. 명확히해야합니다. 라디에이터가 없었습니다. 그러나 상황은 바뀌지 않습니다. 이와 관련하여 P 채널 필드 스위치를 사용하는 방법을 생각하면서 해당 작동에 대한 설명을 접하게 되었습니다. 열 방출로 인한 높은 저항열린 교차로에서 너무 크면 좋은 효율성을 잊을 수 있습니다. 상위 키 드라이버에 의해 제어되는 N채널 필드 스위치를 사용하기로 결정되었습니다.
회로가 작동하고 효율성도 좋지만 여전히 단점이 없는 것은 아닙니다. 배터리 충전에 사용되는 것과 관련이 있습니다. 이는 위쪽 키가 닫힐 때 아래쪽 키가 항상 열려 있다는 사실과 관련이 있습니다. 스로틀 에너지가 소진되면 배터리의 전류가 스로틀을 통해 반대 방향으로 흐르고 아래쪽 건반이 태워집니다. 단락된 하단으로 열리면 상단이 타 버릴 것입니다.
동기키를 버리고 기존 방식으로 사용하기로 결정했습니다. 강력한 다이오드샷.
오랜 검색, 시행착오, 소진된 초소형 회로 및 현장 작업자의 결과로 이 계획이 탄생했습니다.
주요 특징.
1. 안정적으로 작동합니다.
2. 전류와 전압을 완벽하게 유지합니다.
3. 효율성은 약 90%이다. 때로는 최대 94까지!
4. 모든 부품은 매립지에 놓여 있습니다.
5. 설정이 거의 필요하지 않습니다.
6. 매우 간단하고 반복 가능합니다.
7. 전류는 0부터 사용자가 원하는 만큼 조정 가능합니다.
8. 전압은 2.5V부터 조정 가능합니다.
특징 중.
출력 전류는 션트에 의해 제어됩니다.
저항은 약 0.01ohm입니다. 그것에 대한 열 발생은 상대적으로 작습니다. 전류는 넓은 범위에서 조정 가능합니다. 0암페어부터.... 키 다이오드와 초크가 허용하는 한도까지. 최대 전류 조정 한계(및 단락)은 저항 R6에 의해 설정됩니다. 4암페어 이하로 설정하는 것을 권장하지 않으므로 즉시 예약하겠습니다. 전류 제어의 특징은 다이오드 D4에 구현된 "전압 부스트 션트"를 사용하는 것입니다. 이를 통해 TLke는 거의 0에 가까운 전류에서 올바르게 작동하고 (저항 R9를 사용하여) 단락 전류를 설정합니다.... 1mA로 가정해 보겠습니다. 다이오드 D5는 전류 제어 회로의 열 안정화 역할을 합니다.
션트는 원래 길이가 약 4.5cm, 직경이 0.4mm인 구리선 조각이었습니다. 구리는 열적으로 매우 불안정하고 가열되면 전류가 떠다니기 때문에 중국산 멀티미터를 선택하기로 결정했습니다. 거기에서 뽑아낸 션트를 절반으로 줄여 보드에 납땜했습니다.
조절판
컴퓨터 전원 공급 장치의 황백색 링에 감겨 있습니다. 직경 2mm의 와이어가 약 24회전 포함되어 있습니다. 전선은 컴퓨터 UPS 변압기에서 감겨졌습니다.
이러한 와이어를 통해서만 5A 이상의 전류에서 인덕터의 과도한 가열을 제거할 수 있었습니다.
하이라이트는 변압기 키 드라이버입니다. 이에 대해 Microsmart 웹사이트의 LiveMaker에게 감사드립니다. 거의 모든 페라이트 링으로 만들어집니다. 이상적으로는 2000개의 스탬프 직경 2cm부터. 펄스 필터 와이어에서 제거된 링도 작동합니다(거의 눈에 띄지 않는 가열이 관찰되지만). 복사기 보드를 연결하는 배선 장치에서 제거된 링에서 실행되는 두 개의 보드가 이미 있습니다. 아직 부정적인 결과를 초래하지 않은 유일한 마이너스는 스위칭 신호의 사다리꼴 경계에서의 방출입니다. 크기가 크지 않으며(2-3V) 장치 성능에 영향을 주지 않습니다. 와인딩에는 복잡한 것이 없습니다. 눈 주위에 매달려 회전합니다. 링 주위에 두 코일의 회전을 균등하게 분배하십시오. 1차 권선에는 9개의 와이어 회전이 포함되어 있습니다. 2차 - 와이어 27회전. 나는 주거용 일반 연선 케이블을 하나 감습니다. 게이트 전압은 2개의 12-15V 제너 다이오드에 의해 제한됩니다. 드라이버는 IRF3205 필드 장치를 쉽게 다운로드합니다. 게이트 펄스의 리딩 에지는 약 168nS입니다.
컴퓨터 전원 공급 장치의 강력한 쇼트키 다이오드가 역방향 다이오드로 사용되었습니다. 그와 전계 효과 트랜지스터절연 개스킷을 통해 컴퓨터 CPU의 방열판 위에 놓입니다.
에칭해서 테스트해봤습니다. 참고 - 저항 R14 및 R12는 실제로 저항과 커패시터로 구성됩니다. 나는 다시 번식하기에는 너무 게으르다.
전류 조절 모드는 션트 저항에 의해 크게 영향을 받기 때문에 장치는 초기 조정이 필요합니다. 필요한 저항 R6을 설정하는 것으로 구성됩니다. 전류 조정 손잡이(R9)를 돌릴 때 회로가 필요한 최대 전류(4-20A)를 생성하도록 이러한 저항을 선택해야 합니다. 최대 출력 전류를 자주 변경해야 하는 경우 상수 대신 이를 사용할 수 있습니다. 가변 저항기. 이를 위한 장소와 연락처가 보드에 있습니다.
LM7815는 24V 이상의 공급 전압에서 매우 뜨거워져 효율이 떨어지기 때문에 선형 안정기 LM7815를 스위칭 레귤레이터 MC34063으로 교체할 계획이 있습니다.
사진. 납땜 테스트에서 매우 구타당했습니다.
알카라인 배터리 충전 및 테스트를 위한 전원 공급 장치를 조립했습니다. 죽은 PC 전원 공급 장치에서 발생합니다. 최대 전류(지금은 이 전류로 충분하다고 결정했습니다.) - 20A. 저는 보통 10A, 18V까지 사용합니다. 총계 - 180와트. 평균 공기 흐름. 현재 일주일째 밤낮없이 일하고 있습니다.
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댓글
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0 #203 미하일 2017년 4월 19일 22:46
일반적으로 작업 중인 작품에서도 최대 충전 시 제너 다이오드가 약간 따뜻해지는 것을 확인했습니다(최대 50도). 게이트 변압기를 되감았고(15에서 35로 회전) 난방이 꺼지고 안정 장치가 작동하며 지금까지 비행은 정상입니다.) 다이어그램과 조언을 주신 작성자에게 감사드립니다!
제가 사용한 링은 모니터나 프린터(와이어링 하니스)에서 제거한 것인데 기억이 안나는데 기사 사진에 나온 것보다 크기가 더 큽니다.
0 #202 슈퍼유저 2017년 4월 17일 22:45
글쎄요, 논리적으로 생각한다면 입력 전압을 초과하거나 출력 전류를 초과하면 7815가 종료될 수 있습니다. 27V의 공급 전압으로 입력 전압을 초과할 수 있는 방법은 없습니다(인쇄가 내 구성표에 따라 엄격하게 수행되는 경우). 출력 전류가 과도하게 유지됩니다. 귀하는 다음과 같은 경우 고장이 관찰되었다고 직접 표시했습니다. 최대 전압또는 전류. 이는 펄스 충전이 최대임을 의미합니다. 어쩌면 작은 Kzap에서는 코어(부적절한 치수 또는 재료)가 정상적으로 느껴지지만 충전량이 증가하면 코어가 포화되고 전류가 급격하게 증가합니다. 나는 이것을 전에 본 적이 없지만. 좋은 품질의 인장 사진을 게시하세요. 포럼에 사진을 업로드할 수 있습니다.
0 #201 미하일 2017년 4월 15일 09:24
선형 안정 장치가 실패한 것은 이번이 네 번째입니다. 이유를 이해할 수 없습니다. 이미 두 개의 lm7815와 두 개의 lm317t를 종료했지만 증상은 항상 동일합니다. 처음에는 모든 것이 잘 작동합니다. 잠시 후 최대 전압이나 전류를 설정하면 제너 다이오드가 게이트 회로에서 연기가 나기 시작합니다. tl494의 공급 전압을 측정하여 입력 25V와 같은지 확인하고 안정 장치가 파손되어 변경하고 잠시 후 모든 것이 새롭습니다.
입력 전압은 25-27V이고 작품은 과열되지 않으며 라디에이터에 배치됩니다.
가장 중요한 것들만.
공급 전압 8-35V (40V까지 가능할 것 같지만 테스트하지는 않았습니다)
단일 스트로크 및 푸시풀 모드에서 작동할 수 있습니다.
단일 사이클 모드의 경우 최대 펄스 지속 시간은 96%(4% 데드 타임 이상)입니다.
2행정 버전의 경우 데드타임 기간은 4% 미만일 수 없습니다.
4번 핀에 0~3.3V의 전압을 인가하여 데드타임을 조정할 수 있습니다. 그리고 원활한 출시를 진행하세요.
5V의 안정화된 기준 전압 소스와 최대 10mA의 전류가 내장되어 있습니다.
5.5~7V(대부분 6.4V) 미만에서 꺼지는 낮은 공급 전압에 대한 보호 기능이 내장되어 있습니다. 문제는 이 전압에서 MOSFET이 이미 선형 모드로 전환되어 소진된다는 것입니다.
키를 사용하여 Rt 핀(6), 기준 전압 핀(14) 또는 Ct 핀(5)을 접지하여 마이크로 회로 생성기를 끌 수 있습니다.
작동 주파수 1~300kHz.
게인 Ku=70..95dB의 내장된 "오류" 연산 증폭기 2개. 입력 - 출력(1); (2) 및 (15); (16). 증폭기의 출력은 OR 요소로 결합되므로 출력 전압이 더 큰 것이 펄스 지속 시간을 제어합니다. 비교기 입력 중 하나는 일반적으로 기준 전압(14)에 연결되고 두 번째는 필요한 곳에 연결됩니다. 증폭기 내부의 신호 지연은 400ns이며 한 클럭 사이클 내에서 작동하도록 설계되지 않았습니다.
평균 전류가 200mA인 미세 회로의 출력 단계는 강력한 MOSFET 게이트의 입력 커패시턴스를 빠르게 충전하지만 방전을 보장하지는 않습니다. 합리적인 시간에. 따라서 외부 드라이버가 필요합니다.
핀(5) 커패시터 C2 및 핀(6) 저항기 R3, R4 - 마이크로 회로의 내부 발진기의 주파수를 설정합니다. 푸시-풀 모드에서는 2로 나뉩니다.
입력 펄스에 의해 트리거되는 동기화 가능성이 있습니다.
주파수와 듀티 사이클을 조정할 수 있는 단일 사이클 발생기
조정 가능한 주파수 및 듀티 사이클(펄스 지속 시간 대 일시 중지 지속 시간의 비율)을 갖춘 단일 사이클 발생기. 단일 트랜지스터 출력 드라이버 포함. 이 모드는 핀 13을 공통 전원 버스에 연결하여 구현됩니다.
계획 (1)
마이크로 회로에는 위상이 일치하는 두 개의 출력 단계가 있으므로 병렬로 연결하여 출력 전류를 높일 수 있습니다... 또는 포함되지 않습니다... (다이어그램의 녹색) 또한 저항 R7이 항상 그런 것은 아닙니다. 설치되었습니다.
연산 증폭기를 사용하여 저항 R10의 전압을 측정하면 출력 전류를 제한할 수 있습니다. 두 번째 입력에는 분배기 R5를 통해 기준 전압이 공급됩니다. R6. 글쎄, R10이 뜨거워 질 것입니다.
사슬 C6; (3) 레그의 R11은 안정성을 높이기 위해 배치되었으며 데이터시트에서는 이를 요구하지만 R11은 R11 없이도 작동합니다. 트랜지스터는 NPN 구조로도 사용될 수 있습니다.
계획 (2)
계획 (3)
조정 가능한 주파수 및 듀티 사이클을 갖춘 단일 사이클 발생기. 2개의 트랜지스터 출력 드라이버(상보형 리피터) 포함.
내가 무엇을 말할 수 있습니까? 신호 형태가 더 좋아지고, 스위칭 순간의 과도 프로세스가 줄어들고, 부하 용량이 더 높아지고, 열 손실이 더 낮아집니다. 주관적인 의견일 수도 있지만. 하지만. 지금은 2개의 트랜지스터 드라이버만 사용합니다. 예, 게이트 회로의 저항은 과도 스위칭 속도를 제한합니다.
계획 (4)
여기에는 전압 조정 및 전류 제한 기능을 갖춘 일반적인 부스트(부스트) 조정 가능 단일 종단 컨버터 회로가 있습니다.
회로가 작동 중이므로 여러 버전으로 조립했습니다. 출력 전압은 코일 L1의 감은 수와 저항 R7의 저항에 따라 달라집니다. R10; 설정시 선택되는 R11... 릴 자체는 무엇이든 감을 수 있습니다. 크기 - 전력에 따라 다름. 링, Sh-core, 로드 위에만 올려도 됩니다. 그러나 포화 상태가 되어서는 안 됩니다. 따라서 링이 페라이트로 만들어진 경우에는 잘라내어 틈을 두고 접착해야 합니다. 컴퓨터 전원 공급 장치의 대형 링은 잘 작동합니다. 절단할 필요가 없으며 "분쇄된 철"로 만들어져 있습니다. 코어가 W자형인 경우 자기 갭을 설치하지 않습니다. 짧은 중간 코어가 함께 제공됩니다. 여기에는 이미 갭이 있습니다. 즉, 두꺼운 구리로 감거나 설치 와이어(전력에 따라 0.5-1.0mm) 회전 수는 10 이상입니다 (얻고 싶은 전압에 따라 다름). 부하를 계획된 저전력 전압에 연결합니다. 우리는 강력한 램프를 통해 우리의 창조물을 배터리에 연결합니다. 램프가 최대 강도로 켜지지 않으면 전압계와 오실로스코프를 사용하십시오.
저항 R7을 선택합니다. R10; R11 및 코일 L1의 회전 수를 사용하여 부하에서 의도한 전압을 달성합니다.
초크 Dr1 - 모든 코어에 두꺼운 와이어가 있는 5~10회전. L1과 Dr1이 동일한 코어에 감겨 있는 옵션도 보았습니다. 제가 직접 확인해본 적은 없습니다.
계획 (5)
이는 예를 들어 노트북을 충전하는 데 사용할 수 있는 실제 부스트 컨버터 회로이기도 합니다. 자동차 배터리. 입력(15)의 비교기(16)는 "도너" 배터리의 전압을 모니터링하고 전압이 선택한 임계값 아래로 떨어지면 컨버터를 끕니다.
사슬 C8; R12; VD2(소위 스너버)는 유도 방출을 억제하도록 설계되었습니다. 저전압 MOSFET은 예를 들어 IRF3205가 실수가 아니라면 (드레인-소스) 최대 50V를 견딜 수 있다는 것을 절약합니다. 그러나 효율성이 크게 떨어집니다. 다이오드와 저항 모두 상당히 뜨거워집니다. 이는 신뢰성을 증가시킵니다. 일부 모드(회로)에서는 이것이 없으면 강력한 트랜지스터가 즉시 소진됩니다. 하지만 때로는 이 모든 것이 없이도 작동합니다... 오실로스코프를 살펴봐야 합니다...
계획 (6)
푸시풀 마스터 생성기.
다양한 디자인 및 조정 옵션.
얼핏 보면 엄청나게 다양한 스위칭 회로는 실제로 작동하는 회로의 수는 훨씬 적습니다... 제가 보통 "간교한" 회로를 볼 때 가장 먼저 하는 일은 익숙한 표준에 맞춰 다시 그리는 것입니다. 나에게. 이전에는 GOST라고 불렸습니다. 요즘은 어떻게 그리는지 명확하지 않아 인식하기가 매우 어렵습니다. 그리고 실수를 숨깁니다. 일부러 이런 일을 하는 경우가 많다고 생각합니다.
하프 브리지 또는 브리지용 마스터 발진기. 이것은 가장 간단한 생성기입니다. 펄스 지속 시간과 주파수는 수동으로 조정됩니다. (3) 다리의 옵토커플러를 사용하여 지속 시간을 조정할 수도 있지만 조정이 매우 예리합니다. 나는 그것을 마이크로 회로의 작동을 방해하는 데 사용했습니다. 일부 "루미네이터"는 (3) 핀을 사용하여 제어하는 것이 불가능하고 마이크로 회로가 타버릴 것이라고 말하지만 내 경험에 따르면 이 솔루션의 기능이 확인되었습니다. 그런데 용접 인버터에 성공적으로 사용되었습니다.
계획 (10)
전류 및 전압 조정(안정화) 구현의 예. 나는 그림 12에서 내가 한 일을 좋아했습니다. 파란색 커패시터를 꼭 설치할 필요는 없지만, 설치하는 것이 더 좋습니다.
계획 (11)
