Импулсно захранване за ir2153, ir2155. Четири импулсни захранвания на IR2153
Импулсно захранване на IR2151-IR2153
Плюс всякакви импулсен блокмощността е, че не изисква навиване или закупуване на обемист трансформатор. И е необходим само трансформатор с няколко оборота. Това захранващ агрегат направи го самЛесно е и изисква малко подробности. И основата е това захранване на чип IR2151
Характерна особеност на това захранване е неговата простота и повторяемост. Веригата съдържа малък брой компоненти и работи добре повече от две години. Като импулсен трансформатор, типичен понижаващ трансформатор от компютърен блокхранене.
На входа има PTC термистор.- полупроводников резистор с положителен температурен коефициент, което рязко повишава устойчивостта си при превишаване на определена характерна температура TRef. Защитава силовите превключватели в момента на включване при зареждане на кондензаторите.
Диоден мостна входа да коригира мрежовото напрежение до ток 10А. Използван диоден монтаж тип "вертикален", но можете да използвате диоден монтаж тип "табуретка".
Чифт кондензаторина входа се приема със скорост 1 микрофарад на 1 W. В нашия случай кондензаторите ще "издърпат" товара от 220W.
Пожарогасителна устойчивост в захранващата верига на драйвера с мощност 2 W. Предпочитание се дава на битови резистори от типа MLT-2.
Драйвер ir2151- за управление на затворите на полеви транзистори, работещи под напрежение до 600V. Възможна замяна на IR2152, IR2153. Ако името съдържа индекса "D", например IR2153D, тогава диодът FR107 в снопа на водача не е необходим. Драйверът последователно отваря вратите на полеви транзистори с честота, зададена от елементите на краката Rt и Ct.
FETsсе използват за предпочитане от IR. Изберете за напрежение най-малко 400Vи с минимално отворено съпротивление. Колкото по-ниско е съпротивлението, толкова по-ниска е топлината и толкова по-висока е ефективността. Можете да препоръчате IRF740, IRF840 и т.н. Ръководството за IR FET на руски може да бъде изтеглено тук. внимание! Не давайте накъсо фланците на полевите транзистори; при монтаж на радиатор използвайте изолационни уплътнения и втулкови шайби.
Типичен понижаващ трансформатор от компютърно захранване. По правило щифтовете съответстват на показаните на диаграмата. В тази схема работят и домашни трансформатори, навити на феритни торове. Изчисляването на домашните трансформатори се извършва при честота на преобразуване от 100 kHz и половината от ректифицираното напрежение (310/2 = 155V).
Когато избирате трансформатор, трябва да вземете такъв, който има къси изходи на основната платка, както е показано на диаграмата. Важно е. В противен случай трябва да затворите, както се прави на платката, от която демонтирате трансформатора.
Диоди на изхода с време за възстановяване не повече от 100 ns. Диодите от семейството HER (High Efficiency Rectifier) отговарят на тези изисквания. Да не се бърка с диодите на Шотки.
Изходният капацитет е буферният капацитет.Не инсталирайте капацитет над 10 000 микрофарада.
Печатна електронна платка
Практиката показва, че това приложение не изисква специална организация на обратната връзка, индуктивни силови филтри, снабери и други "звънци и свирки", присъщи на импулсни преобразуватели. По един или друг начин типичните дефекти, характерни за "лошото хранене" (фонови и външни звуци), не се усещат в звука от ухото.
По време на работа транзисторите с полеви ефекти не се нагряват много.
Пасивното охлаждане им е достатъчно. IR FETs са много устойчиви на термично разграждане и работят до 150°C. Но това не означава, че те трябва да се експлоатират в такъв критичен режим. За такива случаи ще е необходимо да се организира активно охлаждане и по прост начин да се инсталира вентилатор.
Както всяко устройство, това захранване изисква внимателно и точно сглобяване, правилна инсталацияполярни елементи и внимавайте при работа с мрежово напрежение. Когато това захранване е изключено, в неговите вериги не остава опасно напрежение. Правилно сглобен блокзахранването не е необходимо да се регулира и регулира.
И така, първото захранване, нека го наречем "високо напрежение":
Схемата е класическа за моите импулсни захранвания. Драйверът се захранва директно от мрежата чрез резистор, което намалява мощността, разсейвана на този резистор, в сравнение със захранването от +310V шина. Това захранване има верига за плавен старт (ограничение на пусковия ток) на релето. Мекият старт се захранва от охлаждащ кондензатор C2 от 230V мрежа. Това захранване е оборудвано със защита срещу късо съединение и претоварване във вторичните вериги. Сензорът за ток в него е резисторът R11, а токът, при който се задейства защитата, се регулира от резистора за настройка R10. При задействане на защитата светодиодът HL1 светва. Това захранване може да осигури изходно биполярно напрежение до +/-70V (с тези диоди във вторичната верига на захранването). Импулсният трансформатор на захранването има една първична намотка от 50 оборота и четири еднакви вторични намотки от 23 оборота. Напречното сечение на проводника и сърцевината на трансформатора се избират въз основа на необходимата мощност, която трябва да се получи от конкретно захранване.
Второто захранване, условно ще го наречем "UPS със собствено захранване":
Това устройство има схема, подобна на предишното захранване, но основната разлика от предишното захранване е, че в тази схема драйверът се захранва от отделен трансформатор, намотан през охлаждащ резистор. Останалите възли на схемата са идентични с предишната представена схема. Изходната мощност и изходното напрежение на това устройство са ограничени не само от параметрите на трансформатора и възможностите на драйвера IR2153, но и от възможностите на диодите, използвани във вторичната верига на захранването. В моя случай това е KD213A. При тези диоди изходното напрежение не може да бъде повече от 90V, а изходният ток не може да бъде повече от 2-3A. Изходният ток може да бъде по-висок само ако се използват радиатори за охлаждане на диодите KD213A. Струва си да се спрем допълнително на дросела T2. Този индуктор е навит на обща пръстеновидна сърцевина (могат да се използват и други видове сърцевини), с проводник със сечение, съответстващо на изходния ток. Трансформаторът, както в предишния случай, се изчислява за съответната мощност с помощта на специализирани компютърни програми.
Захранване номер три, нека го наречем "мощен на 460x транзистори" или просто "мощен 460":
Тази схема вече е по-различна от предишните схеми, представени по-горе. Има две основни големи разлики: защитата срещу късо съединение и претоварване се извършва тук на токов трансформатор, втората разлика е наличието на допълнителни два транзистора пред клавишите, които позволяват изолиране на високия входен капацитет на мощните ключове (IRFP460) от изхода на драйвера. Друга малка и незначителна разлика е, че ограничителният резистор на веригата за плавен старт се намира не в +310V шината, както беше в предишните вериги, а в 230V първична верига. Веригата също има демпфер, свързан паралелно с първичната намотка на импулсния трансформатор, за да се подобри качеството на захранването. Както и в предишните схеми, чувствителността на защитата се регулира от тример резистор (в този случай R12), а светодиодът HL1 сигнализира за работата на защитата. Токовият трансформатор се навива на всяка малка сърцевина, която имате под ръка, вторичните намотки се навиват с тел с малък диаметър 0,2-0,3 mm, две намотки от по 50 оборота всяка, а първичната намотка е един оборот на тел, достатъчен за вашия секция на изходната мощност.
И последният импулс за днес е "импулсно захранване за електрически крушки", условно ще го наречем така. 
Да, не се учудвайте. Веднъж имаше нужда да сглобя предусилвател за китара, но необходимият трансформатор не беше под ръка и тогава този импулсен преобразувател, който беше създаден точно за този случай, ми помогна много. Схемата се различава от предишните три по своята максимална простота. Веригата няма като такава защита срещу късо съединение в товара, но в този случай няма нужда от такава защита, тъй като изходният ток през вторичната шина + 260V е ограничен от резистор R6, а изходният ток през вторичната шина + 5V е ограничен от вътрешната верига за защита от претоварване на стабилизатора 7805. R1 ограничава максимума стартов токи помага за прекъсване на смущенията в мрежата.
8,2 kOhm
Източник на импулсВключено IR2153.
Относно статията.
Има много схеми в глобалното сметище, използващи този чип и описание направитака ... Но как и защо? ще работи ли И последният въпрос много често отговорът е не! Има много уплътнения "Чудо" и съвети за използване на кондензатор 1000uF x500V, който не може да се намери или ще струва половината от заплатата.
Ще се опитам да опиша с какво трябваше да се сблъскам при изграждането на устройството, как беше решено, да сведа всичко до прости и разбираеми принципи, използвайки които всеки може да реши от какво има нужда.
За самата "ирка" - IR2153.
Микросхемата е предназначена за използване в електронни баласти на икономични лампи, това са микроскопични захранващи устройства, работят на честоти от порядъка на 30 kHz и нямат специално предвидени вериги за защита и управление. Това дава повод за размисъл!
IR2153 е с ниска мощност и може да се захранва просто чрез падащ резистор и има разделяне на горния и долния полумостови превключватели, така че няма нужда да навивате трансформатори или да използвате оптично разделяне на контролните сигнали на превключвателя.
Това прави чипа привлекателен не само за любители, но и за сериозни марки, които произвеждат продукти в серия!
И така, самият проект.
Целта беше да се изгради прост, възможно най-универсален захранващ модул с мощност около 200W.
Обхват от захранване на халогенни лампи до UMZCH и т.н. , колкото и да е странно, по отношение на цената на материалите този модул може да се конкурира с фабриката трансформатори за халогенни лампи, още повече в други области на приложение.
Захранване - електрическа мрежа променлив ток 250V 50..60Hz
Изход - променлив ток 150V с честота 50..60KHz за сменяем трансформатор.
Приблизителна мощност - 200W.
Трансформатор на снимката: напрежение на отворена верига - 25V, напрежение на натоварване 200W - 23,5V
Осцилограмите се отличават с много плавен фронт (повдигане на пулса), нали?
Дори ако честотата на импулса е намалена до 30 kHz, има огромни течения от ефекта на Милър, тези удари на тока могат да се видят на осцилограмите.
тези не по-малко може да се чуе, по-точнопрочети така работи всичко! ! Това може да се вярва, веригата вероятно няма да светне веднага, особено на голям радиатор.
Драйверът е много слаб (200mA на импулс), предназначен за транзистори с ниска мощност, защото това е микросхема за баласт в лампи!
Транзисторният повторител, използван в този проект, значително подобрява ситуацията.
Външният драйвер намалява ефекта на Милър, повишава ефективността на устройството.
Всички тези осцилограми бяха с напълно празен полумостов изход, без снабери, дори без трансформаторна намотка.
Сега сигнали от натоварени транзистори.
сигнала е плавен и транзисторите малко топло.
IRF840 10KV трансформатор или + lds, товарен трансформатор 10KV на 3 ядра 110pts15, натоварен на флуоресцентна лампа- перверзна форматрансформатор къс.
Друг момент, когато поне първичната намотка на трансформатора е свързана, транзисторите спират да се нагряват и щриховете на Милър изчезват отпред, те изчезват, но Милър не изчезва никъде, и ето, че се появява отново, сега чрез разпадането на импулс, на осцилограмите от блока под товар! Ето! И е ясно, че дори мощен външен драйвер трудно би могъл да предпази устройството от пожар. Така че е необходим драйвер за подобряване на надеждността на устройството.
Цената на даден драйвер е само 10% от цената на IR 2153.
Докато раздробявах блока, сглобих друг драйвер, той смазва Милър още по-добре, въпреки че транзисторите са все същите, очевидно поради увеличаването на усилването на каскадата, по време на тестовете той просто изряза съществуващия печат на драйвера и запои транзистора. Схема и форма на вълната, блокирайте на празен ход.
Трансформатор(и).
В основата си импулсният трансформатор за предни вериги не се различава от конвенционалния 50Hz AC трансформатор.
При празен ход токът през първичната намотка, определен от индуктивното съпротивление, е много малък и трябва да бъде точно такъв.
Натовареният трансформатор трансформира съпротивлението на товара, свързан към вторичната намотка, в съответствие с коефициента на трансформация (съотношението на завъртанията на първичната и вторичната намотка) и токът в първичната намотка се определя от трансформираното съпротивление на натоварване.
Дебелината на проводниците се определя от максималния ток, а конструкцията на намотката, с многослойна, жицата е необходима по-дебела.
Ядрото с увеличаване на честотата предава енергия по-добре, но загубите от повторно намагнитване могат да се увеличат в него, с намаляване на честотата феритът навлиза по-лесно в насищане, което може да доведе до рязко намаляване на индуктивността на първичната намотка с хиляди пъти и уредът изгаря.
Пример за "фолк" трансформатор, за полумост 50..60KHz.
Ферит клас 2000NMS , от линейния трансформатор TVS110pts15, първичната намотка е 150V - 30..40 оборота на проводника, вторичната се изчислява за желаното напрежение, въз основа на необходимото напрежение и коефициента волт / оборот в първичната намотка.
Например за това ядро:
Захранването на изходния етап е полумост 310V, тогава напрежението на импулсите на първичната намотка на трансформатора е 150V
Първична намотка при 150V - 30 оборота (5V / оборот)
Вторична намотка на 15V - 3 оборота
Ако вторичната намотка има малък брой завъртания и лошо запълване на прозореца на трансформатора, тогава можете да навиете вторичната намотка с няколко успоредни проводника, които след това се запояват паралелно, така че можете да намалите нагряването на вторичната намотка и да увеличите магнитно свързване на намотките. За едно такова ядро пропускателна способностприблизително 500 W и ако е необходимо, сърцевините могат да бъдат паралелизирани, като пропорционално се намали броят на завъртанията на първичната намотка, така че за две ядра можете да вземете 20 завъртания, за три - 15 завъртания.
Дизайнът на такъв трансформатор със сигурност не е оптимален, но е лесно да го направите у дома и чрез навиване на първичната и вторичната намотка от различни страни на ферита, можете да постигнете мека връзка между намотките, което може да спести устройството при късо съединение във вторичната намотка.
Трансформатор от този проект.
Ядро от 8 ринга TN2010-3E25, 5340nH (20.6x9.2x7.5mm)
Първична намотка 150V - 12 навивки проводник в PVC изолация
Вторична намотка - 1 оборот
Тук слабата връзка е основният материал, подходящ само за слаби магнитни полета, може лесно да насити и изгори захранването. Но по принцип дизайнът е обещаващ за аматьори, само изберете различен материал.
Надявам се, че предложеният материал ще помогне на заинтересованите страни да вземат решение относно необходимата схема за създаване на устройство за техните нужди.
Eee.. помнете, че всяко неочаквано кихане или незапоен гейт на транзистора ще предизвика мигновен и безмилостен PUSH, т.к. всички възли са галванично свързани, нищо няма да бъде запазено.
ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ С ВАШИТЕ РЪЦЕ НА IR2153
Функционално микросхемите IR2153 се различават само в диода, инсталиран в планарния пакет.
Функционална схема на IR2153
Функционална схема на IR2153D
Първо, нека да разгледаме как работи самата микросхема и едва тогава ще решим кое захранване да сглобим от нея. Първо, нека да разгледаме как работи самият генератор. Фигурата по-долу е фрагмент резистивен делител, три оп-усилвателя и RS тригер:
В началния момент от време, когато току-що е приложено захранващото напрежение, кондензаторът C1 не е зареден на всички инвертиращи входове на операционния усилвател, има нула, а при неинвертиращо положително напрежение, генерирано от резистивния делител. В резултат на това се оказва, че напрежението на инвертиращите входове е по-малко, отколкото на неинвертиращите, и трите операционни усилвателя на изходите си формират напрежение, близко до захранващото напрежение, т.е. лог единица.
Тъй като входът R (задаване на нула) на тригера е инвертиращ, то за него ще бъде състояние, в което не влияе на състоянието на тригера, но на входа S ще има единичен лог, който също задава a log one на тригерния изход и кондензаторът Ct през резистора R1 ще започне да се зарежда. На изображението напрежение в Ct, показано като синя линия,червено - напрежение на изхода DA1, зелено - на изхода DA2, а розово - на изхода на тригера RS:
Веднага щом напрежението при Ct надвиши 5 V, на изхода на DA2 се формира логаритмична нула и когато, докато продължава да зарежда Ct, напрежението достигне стойност малко над 10 волта, на изхода ще се появи логаритмична нула на DA1, което от своя страна ще настрои RS тригера в състояние на логаритмична нула. От този момент Ct ще започне да се разрежда, също и през резистора R1, и веднага щом напрежението върху него стане малко по-малко от зададената стойност от 10 V, на изхода DA1 отново ще се появи лог единица. Когато напрежението на кондензатора Ct стане по-малко от 5 V, на изхода на DA2 ще се появи лог единица и ще превключи RS тригера в състояние на единица и Ct ще започне да се зарежда отново. Разбира се, при инвертирания изход RS на тригера напрежението ще има противоположни логически стойности.
По този начин на изходите на тригера RS, противоположни по фаза, но еднакви по продължителност, се формират нива на log one и нула:
Тъй като продължителността на управляващите импулси IR2153 зависи от скоростта на зареждане и разреждане на кондензатора Ct, е необходимо внимателно да се обърне внимание на промиването на платката от потока - не трябва да има течове нито от клемите на кондензатора, нито от печатната схема проводници на платката, тъй като това е изпълнено с намагнитване на ядрото на силовия трансформатор и отказ на силовите транзистори.
Има и още два модула в микросхемата - UV ОТКРИВАНЕи ЛОГИКА. Първият от тях е отговорен за старт-стоп на генераторния процес, в зависимост от захранващото напрежение, а вторият генерира импулси МЪРТВО ВРЕМЕ, които са необходими за изключване на проходния ток на силовото стъпало.
След това има разделяне на логически нива - едното става контролно горно рамо на полумост, а второто - долно. Разликата се състои в това, че горното рамо се управлява от два полеви транзистора, които от своя страна управляват крайния етап, "откъснат" от земята и "откъснат" от захранващото напрежение. Като се има предвид опростеното електрическа схемавключвайки IR2153, се оказва нещо подобно:
Изводи 8, 7 и 6 на IR2153 са съответно изходите VB, HO и VS, т.е. захранване от страна на високото управление, изхода на крайното стъпало на управлението на високото ниво и отрицателния проводник на модула за управление на високото ниво. Трябва да се обърне внимание на факта, че в момента на включване управляващо напрежениеприсъства на тригера Q RS, така че транзисторът на ниска мощност е включен. Кондензаторът C3 се зарежда чрез диод VD1, тъй като долният му изход е свързан към общ проводник през транзистор VT2.
Веднага след като RS тригерът на микросхемата промени състоянието си, VT2 се затваря и управляващото напрежение на пин 7 на IR2153 отваря транзистора VT1. В този момент напрежението на щифт 6 на микросхемата започва да се увеличава и за да остане VT1 отворен, напрежението на портата му трябва да бъде по-голямо от това на източника. Тъй като съпротивлението на отворен транзистор е равно на десети от ома, напрежението при неговия изтичане не е много по-голямо от това при източника. Оказва се, че поддържането на транзистора в отворено състояние изисква напрежение от поне 5 волта повече от захранващото напрежение и наистина е така - кондензаторът C3 се зарежда до 15 волта и именно той ви позволява да поддържате VT1 в отворено състояние, тъй като енергията, съхранявана в него в този момент от време, е захранващото напрежение за горното рамо на етапа на прозореца на микросхемата. Диодът VD1 в този момент не позволява C3 да се разреди към захранващата шина на самата микросхема.
Веднага след като управляващият импулс на пин 7 приключи, транзисторът VT1 се затваря и след това VT2 се отваря, което отново зарежда кондензатора C3 до напрежение от 15 V.
Доста често, паралелно с кондензатор C3, аматьорите инсталират електролитен кондензатор с капацитет от 10 до 100 микрофарада, без дори да се задълбочават в необходимостта от този кондензатор. Факт е, че микросхемата може да работи при честоти от 10 Hz до 300 kHz и необходимостта от този електролит е от значение само до честоти от 10 kHz, а след това, при условие че електролитният кондензатор е от серията WL или WZ, те технологично имат малък ersи са по-известни като компютърни кондензатори с надписи в златна или сребърна боя:
За популярните честоти на преобразуване, използвани при създаването на импулсни захранвания, честотите се вземат над 40 kHz и понякога се коригират до 60-80 kHz, така че уместността от използването на електролит просто изчезва - дори капацитет от 0,22 uF вече е достатъчен, за да отвори и задръжте транзистора SPW47N60C3 в отворено състояние, който има капацитет на затвора от 6800 pF. За успокояване на съвестта е поставен кондензатор от 1 uF и като се направи поправка на факта, че IR2153 не може да превключва толкова мощни транзистори директно, тогава натрупаната енергия на кондензатор C3 е достатъчна за управление на транзистори с капацитет на затвора до 2000 pF, т.е. всички транзистори с максимален ток от около 10 A (списъкът на транзисторите е по-долу в таблицата). Ако все още имате съмнения, вместо препоръчаните 1 uF, използвайте керамичен кондензатор от 4,7 uF, но това е безсмислено:
Не би било честно да не отбележим, че чипът IR2153 има аналози, т.е. микрочипове с подобна функционалност. Това са IR2151 и IR2155. За по-голяма яснота ще обобщим основните параметри в таблица и едва тогава ще разберем кой от тях е по-добре да се готви:
ЧИП |
Максимално напрежениедрайвери |
Стартирайте захранващото напрежение |
Спрете захранващото напрежение |
Максимален ток за задвижване на затворите на мощни транзистори / време на нарастване |
Максимален ток за разреждане на затворите на мощни транзистори / време на падане |
Вътрешно ценерово напрежение |
100 mA / 80...120 ns |
210 mA / 40...70 ns |
|||||
НЕ СПЕЦИФИЦИРА / 80...150 ns |
НЕ СПЕЦИФИЦИРА / 45...100 ns |
|||||
210 mA / 80...120 ns |
420 mA / 40...70 ns |
Както се вижда от таблицата, разликите между микросхемите не са много големи - и трите имат един и същ шунт ценеров диод за захранване, захранващите напрежения за стартиране и спиране за трите са почти еднакви. Разликата е само в максималния ток на крайния етап, който определя кои силови транзистори и при какви честоти микросхемите могат да управляват. Колкото и странно да изглежда, но най-рекламираният IR2153 се оказа, че не е нито риба, нито месо - не е нормиран максимален токпоследната каскада от драйвери и времето за нарастване-спадане е малко забавено. Те също се различават по цена - IR2153 е най-евтиният, но IR2155 е най-скъпият.
Честотата на генератора, това е честотата на преобразуване ( няма нужда да се дели на 2) за IR2151 и IR2155 се определя от формулите по-долу, а честотата на IR2153 може да се определи от графиката:
За да разберете кои транзистори могат да се управляват от микросхемите IR2151, IR2153 и IR2155, трябва да знаете параметрите на тези транзистори. Най-голям интерес при докинг на микросхема и силови транзистори е енергията на портата Qg, тъй като именно тя ще повлияе на моментните стойности на максималния ток на драйверите на микросхемата, което означава, че е необходима таблица с параметри на транзистора. Тук СПЕЦИАЛЕНтрябва да се обърне внимание на производителя, тъй като този параметър има различни производителие различен. Това най-ясно се вижда в примера на транзистора IRFP450.
Разбирам много добре, че за еднократно производство на захранващ блок десет до двадесет транзистора все още са твърде много, въпреки това публикувах връзка за всеки тип транзистор - обикновено купувам там. Така че щракнете, вижте цените, сравнете с търговията на дребно и вероятността да закупите ляв. Разбира се, не казвам, че Али има само честни продавачи и всички стоки с най-високо качество - навсякъде има много мошеници. Въпреки това, ако поръчате транзистори, които се произвеждат директно в Китай, е много по-трудно да се натъкнете на лайна. И поради тази причина предпочитам STP и STW транзистори и дори не пренебрегвам купуването от разглобяване, т.е. BOO.
ПОПУЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ ЗА ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ |
|||||||
ИМЕ |
ВОЛТАЖ |
МОЩНОСТ |
КАПАЦИТЕТ |
Qg |
|||
МРЕЖА (220 V) |
|||||||
17...23nC ( СВ) |
|
||||||
38...50nC ( СВ) |
|||||||
35...40nC ( СВ) |
|||||||
39...50nC ( СВ) |
|||||||
46nC ( СВ) |
|||||||
50...70nC ( СВ) |
|||||||
75nC( СВ) |
|||||||
84nC ( СВ) |
|||||||
65nC ( СВ) |
|||||||
46nC ( СВ) |
|
||||||
50...70nC ( СВ) |
|||||||
75nC( СВ) |
|||||||
65nC ( СВ) |
|||||||
| STP20NM60FP | 54nC ( СВ) |
||||||
|
|||||||
150nC (IR) |
|||||||
150...200nC (IN) |
|||||||
252...320nC (IN) |
|||||||
87...117nC ( СВ) |
|||||||
I g \u003d Q g / t on \u003d 63 x 10 -9 / 120 x 10 -9 \u003d 0,525 (A) (1)
При амплитудата на импулсите на управляващото напрежение на портата Ug = 15 V, сумата от изходното съпротивление на драйвера и съпротивлението на ограничителния резистор не трябва да надвишава:
R max = U g / I g = 15 / 0,525 = 29 (ома) (2)
Ние изчисляваме изходния изходен импеданс на етапа на драйвера за чипа IR2155:
R on \u003d U cc / I max \u003d 15V / 210mA \u003d 71,43 ома
R изключен \u003d U cc / I макс \u003d 15V / 420mA \u003d 33,71 ома
Като вземем предвид изчислената стойност по формулата (2) Rmax = 29 Ohm, стигаме до извода, че с драйвера IR2155 е невъзможно да се получи зададената скорост на транзистора IRF840. Ако резистор Rg = 22 Ohm е инсталиран във веригата на портата, ние определяме времето за включване на транзистора, както следва:
RE на = R на + R порта, където RE - общо съпротивление,Р Р порта - съпротивление, инсталирано във веригата на портата на силовия транзистор = 71,43 + 22 = 93,43 ома;
I on \u003d U g / RE on, където I on е токът на отваряне, U g - стойност на контролното напрежение на вратата = 15 / 93.43 = 160mA;
t на \u003d Q g / I на \u003d 63 x 10-9 / 0,16 \u003d 392nS
Времето за изключване може да се изчисли по същите формули:
RE изключен = R изход + R порта, където RE - общо съпротивление,Р out - изходен импеданс на драйвера,Р порта - съпротивление, инсталирано във веригата на портата на силовия транзистор = 36,71 + 22 = 57,71 ома;
I off \u003d U g / RE off, където I изключен - ток на отваряне, U g - стойност на контролното напрежение на вратата = 15 / 58 = 259mA;
t изкл \u003d Q g / I изкл = 63 x 10-9 / 0,26 \u003d 242nS
Към получените стойности е необходимо да се добави времето на собственото му отваряне - затваряне на транзистора, в резултат на което реалното време tНа ще бъде 392 + 40 = 432nS, и tизключено 242 + 80 = 322nS.
Сега остава да се уверите, че един мощен транзистор има време да се затвори напълно, преди вторият да започне да се отваря. За да направите това, добавете tвключено и изключено получаваме 432 + 322 = 754 nS, т.е. 0,754 µS. За какво е? Факт е, че всяка от микросхемите, било то IR2151, или IR2153, или IR2155, има фиксирана стойност МЪРТВО ВРЕМЕ, което е 1,2 µS и не зависи от честотата на главния осцилатор. В листа с данни се споменава, че Deadtime (тип.) е 1,2 µs, но има и много смущаваща цифра, от която заключението предполага, че МЪРТВО ВРЕМЕе 10% от продължителността на управляващия импулс:
За да разсее съмненията, микросхемата беше включена и към нея беше свързан двуканален осцилоскоп:
Захранването беше 15 V, а честотата 96 kHz. Както се вижда от снимката, при размах от 1 µS, продължителността на паузата е доста повече от едно деление, което точно отговаря на приблизително 1,2 µS. След това намалете честотата и вижте следното:
Както можете да видите от снимката при 47 kHz, времето за пауза не се е променило наистина, следователно знакът, който казва Deadtime (тип.) 1,2 µs, е верен.
Тъй като микросхемата вече работеше, беше невъзможно да се устои на още един експеримент - да се намали захранващото напрежение, за да се увери, че честотата на генератора се увеличава. Резултатът е следната картина:
Очакванията обаче не се оправдаха - вместо да увеличи честотата, тя намаля, и то с по-малко от 2%, което по принцип може да се пренебрегне и трябва да се отбележи, че чипът IR2153 поддържа честотата доста стабилна - захранващото напрежение се промени с повече от 30%. Трябва също да се отбележи, че времето за пауза леко се е увеличило. Този факт е донякъде приятен - с намаляване на управляващото напрежение, времето за отваряне - затваряне на силовите транзистори леко се увеличава и увеличаването на паузата в този случай ще бъде много полезно.
Установено е също, че UV ОТКРИВАНЕсе справя перфектно с функцията си - с по-нататъшно намаляване на захранващото напрежение генераторът спира и с увеличаване микросхемата се стартира отново.
Сега нека се върнем към нашата математика, според резултатите от която установихме, че с 22 ома резистори, инсталирани в портите, времената на затваряне и отваряне са 0,754 µS за транзистора IRF840, което е по-малко от паузата от 1,2 µS, дадена от самата микросхема.
По този начин, с микросхема IR2155 чрез 22 ома резистори, той може съвсем нормално да управлява IRF840, но IR2151 най-вероятно ще умре за дълго време, тъй като ни трябваше ток от 259 mA и 160 mA, съответно, за да затворим и отворим транзистори, а максималните му стойности са 210 mA и 100 ma. Разбира се, можете да увеличите съпротивленията, инсталирани в портите на мощните транзистори, но в този случай съществува риск от надхвърляне МЪРТВО ВРЕМЕ. За да не се занимавате с гадаене на утайка от кафе, беше съставена таблица в EXCEL, която можете да вземете. Предполага се, че захранващото напрежение на микросхемата е 15 V.
За да се намали шумът при превключване и леко да се намали времето за затваряне на силови транзистори в импулсни захранващи устройства, или мощностният транзистор е шунтиран с резистор и кондензатор, свързани последователно, или самият силов трансформатор е шунтиран в същата верига. Този възел се нарича демпфер. Резисторът на демпферната верига се избира със стойност 5–10 пъти повече съпротивадренаж - източникът на полевия транзистор в отворено състояние. Капацитетът на кондензатора на веригата се определя от израза:
C \u003d tdt / 30 x R
където tdt е времето на пауза за превключване на горния и долния транзистор. Въз основа на факта, че продължителността на преходния процес, равна на 3RC, трябва да бъде 10 пъти по-малка от продължителността на мъртвото време tdt.
Затихването забавя моментите на отваряне и затваряне на транзистора с полеви ефекти по отношение на спадовете на управляващото напрежение на неговия гейт и намалява скоростта на промяна на напрежението между дрейна и гейта. В резултат на това пиковите стойности на токовите импулси са по-малки и продължителността им е по-голяма. Почти без промяна на времето за включване, веригата за затихване значително намалява времето за изключване на транзистора с полеви ефекти и ограничава спектъра на генерираните радиосмущения.
След като теорията е подредена малко, можете да продължите към практически схеми.
Най-простата верига за импулсно захранване IR2153 е електронен трансформатор с минимум функции:
Диаграмата не съдържа никакви допълнителни функции, а вторичното биполярно захранване се формира от два токоизправителя със средна точка и двойка двойни диоди на Шотки. Капацитетът на кондензатора C3 се определя на базата на 1 микрофарад капацитет на 1 W товар. Кондензаторите C7 и C8 са с еднакъв капацитет и са разположени в диапазона от 1 uF до 2,2 uF. Мощността зависи от използваното ядро и максималния ток на силовите транзистори и теоретично може да достигне 1500 вата. Това обаче е само ТЕОРЕТИЧНО
, като приемем, че 155 VAC се прилага към трансформатора и максималният ток на STP10NK60Z достига 10A. На практика във всички таблици с данни се посочва намаляване на максималния ток в зависимост от температурата на кристала на транзистора, а за транзистора STP10NK60Z максималният ток е 10 A при температура на кристала 25 градуса по Целзий. При температура на кристала от 100 градуса по Целзий максималният ток вече е 5,7 A и говорим за температурата на кристала, а не за фланеца на радиатора и още повече за температурата на радиатора.
Следователно максималната мощност трябва да бъде избрана въз основа на максималния ток на транзистора, разделен на 3, ако това е захранване за усилвател на мощност и разделено на 4, ако това е захранване за постоянен товар, като например лампи с нажежаема жичка.
Като се има предвид горното, получаваме, че за усилвател на мощност можете да получите импулсно захранване с мощност 10 / 3 \u003d 3.3A, 3.3A x 155V \u003d 511W. За постоянно натоварване получаваме захранване 10 / 4 \u003d 2,5 A, 2,5 A x 155V \u003d 387W. И в двата случая се използва 100% ефективност, което не се случва в природата.. Освен това, ако изхождаме от факта, че 1 μF от капацитета на първичната мощност на 1 W мощност на натоварване, тогава се нуждаем от кондензатор или кондензатори с капацитет 1500 μF и такъв капацитет вече трябва да се зарежда чрез мек стартови системи.
Импулсно захранване със защита от претоварване и плавен старт за вторично захранване е показано на следната диаграма:
На първо място, това захранване има защита от претоварване, направена на токов трансформатор. Подробности за изчисляването на токовия трансформатор можете да прочетете. В повечето случаи обаче е достатъчно феритен пръстенс диаметър 12 ... 16 mm, на който около 60 ... 80 навивки са навити в два проводника. Диаметър 0,1...0,15 mm. Тогава началото на една намотка е свързано с краищата на втората. Това е вторичната намотка. Първичната намотка съдържа една или две, понякога един и половина оборота са по-удобни.
Също така във веригата стойностите на резистора R4 и R6 се намаляват, за да се разшири обхватът на първичното захранващо напрежение (180 ... 240V). За да не се претоварва ценеровият диод, инсталиран в микросхемата, веригата има отделен ценеров диод с мощност 1,3 W при 15 V.
Освен това в захранването беше въведен мек старт за вторично захранване, което направи възможно увеличаването на капацитета на вторичните захранващи филтри до 1000 μF при изходно напрежение ±80 V. Без тази система захранването влезе в защита в момента на включване. Принципът на действие на защитата се основава на работата на IR2153 при повишена честота в момента на включване. Това причинява загуби в трансформатора и той не е в състояние да достави максимална мощност на товара. Веднага след генерирането през разделителя R8-R9, напрежението, подадено към трансформатора, влиза в детектора VD5 и VD7 и започва зареждането на кондензатора C7. Веднага щом напрежението стане достатъчно за отваряне на VT1, C3 се свързва към веригата за настройка на честотата на микросхемата и микросхемата достига работната честота.
Въведени са и допълнителни индуктивности за първичното и вторичното напрежение. Първичната индуктивност на захранването намалява смущенията, генерирани от захранването и отива към мрежата 220V, а вторичната намалява RF пулсациите при товара.
В тази версия има още две допълнителни вторични захранвания. Първият е предназначен за захранване на компютърен дванадесетволтов охладител, а вторият е за захранване на предварителните етапи на усилвателя на мощността.
Друг подвариант на схемата е импулсно захранване с еднополярно изходно напрежение:
Разбира се, че вторичната намотка разчита на напрежението, което е необходимо. Захранването може да се запои на същата платка без монтажни елементи, които не са на схемата.
Следващата версия на импулсното захранване е в състояние да достави около 1500 W към товара и съдържа системи за плавен старт както за първично, така и за вторично захранване, има защита от претоварване и напрежение за охладителя с принудително охлаждане. Проблемът с управлението на мощни мощни транзистори се решава чрез използване на емитерни последователи на транзистори VT1 и VT2, които разреждат капацитета на портата на мощни транзистори през себе си:
Такова принудително затваряне на силови транзистори позволява използването на доста мощни екземпляри, като IRFPS37N50A, SPW35N60C3, да не говорим за IRFP360 и IRFP460.
В момента на включване напрежението към първичния захранващ диоден мост се подава през резистора R1, тъй като контактите на релето K1 са отворени. Освен това напрежението през R5 се подава към микросхемата и през R11 и R12 към изхода на намотката на релето. Напрежението обаче се увеличава постепенно - C10 е достатъчно голям капацитет. От втората намотка на релето се подава напрежение към ценеров диод и тиристор VS2. Веднага щом напрежението достигне 13 V, вече ще бъде достатъчно да отворите VS2 след преминаване на 12-волтовия ценеров диод. Тук трябва да се припомни, че IR2155 започва при захранващо напрежение от приблизително 9 V, следователно в момента на отваряне на VS2 до IR2155 той вече ще генерира управляващи импулси, само те ще влязат в първичната намотка през резистор R17 и кондензатор C14, тъй като втора група контакти на реле К1 също е отворена. Това значително ще ограничи зарядния ток на кондензаторите на филтъра за вторична мощност. Веднага след като тиристорът VS2 се отвори, напрежението ще бъде приложено към намотката на релето и двете контактни групи ще се затворят. Първият шунтира токоограничаващия резистор R1, а вторият шунт R17 и C14.
Силовият трансформатор има сервизна намотка и токоизправител на базата на VD10 и VD11 диоди, от които ще се захранва релето, както и допълнително захранване на микросхемата. R14 служи за ограничаване на тока на вентилатора за принудително охлаждане.
Използвани тиристори VS1 и VS2 - MCR100-8 или подобни в корпус TO-92
Е, в края на тази страница друга верига е изцяло на същия IR2155, но този път ще действа като регулатор на напрежението:
Както и в предишната версия, силовите транзистори са затворени от биполярни VT4 и VT5. Веригата е оборудвана с плавен старт на вторичното напрежение на VT1. Стартът е направен от бордова мрежакола и след това захранването се подава от стабилизирано напрежение от 15 V, захранвано от диоди VD8, VD9, резистор R10 и ценеров диод VD6.
В тази схема има още един доста интересен елемент - tC. Това е защита от прегряване на радиатора, която може да се използва с почти всеки инвертор. Не беше възможно да се намери недвусмислено име, в обикновените хора това е самовъзстановяващ се термичен предпазител, в ценовите листи обикновено има обозначението KSD301. Използва се в много домакински електроуреди като защитен или терморегулиращ елемент, тъй като те се произвеждат с различна температуразадействане. Предпазителят изглежда така:
Веднага щом температурата на радиатора достигне границата на изключване на предпазителя, управляващото напрежение от точката REM ще бъде премахнато и инверторът ще се изключи. След като температурата падне с 5-10 градуса, предпазителят ще се възстанови и ще подаде управляващо напрежение и преобразувателят ще стартира отново. Същият термичен предпазител, добре, или термично реле може да се използва и в мрежови захранвания, като се контролира температурата на радиатора и се изключва захранването, за предпочитане ниско напрежение, отивайки към микросхемата - термичното реле ще работи по-дълго по този начин . Можете да закупите KSD301.
VD4, VD5 - бързи диоди от серията SF16, HER106 и др.
Защитата от претоварване може да бъде въведена във веригата, но по време на нейното разработване основният акцент беше върху миниатюризацията - дори възелът за мек старт беше голям въпрос.
Производството на части за навиване и печатни платки е описано на следващите страници на статията.
Е, в крайна сметка, няколко схеми на импулсни захранвания, намерени в Интернет.
Схема № 6 е взета от сайта на SOLDERING IRON:
При следващото захранване на самотактовия драйвер IR2153, капацитетът на усилващия кондензатор се намалява до минимална достатъчност от 0,22 микрофарада (C10). Микросхемата се захранва от изкуствената средна точка на силовия трансформатор, което не е важно. Няма защита от претоварване, формата на напрежението, подадено към силовия трансформатор, е леко коригирана от индуктивността L1:
Избирайки схеми за тази статия, попаднах на тази. Идеята е да се използват два IR2153 в мостов преобразувател. Идеята на автора е съвсем разбираема - изходът RS на тригера се подава към входа Ct и, логично, на изходите на подчинената микросхема трябва да се формират контролни импулси, противоположни по фаза.
Идеята заинтригува и беше проведен следствен експеримент по темата за изследване на работоспособността. Не беше възможно да се получат стабилни управляващи импулси на изходите на IC2 - или горният драйвер работеше, или долният. В допълнение, фазата на пауза МЪРТВО ВРЕМЕ, на един чип спрямо друг, което значително ще намали ефективността и идеята беше принудена да бъде изоставена.
Отличителна черта на следващото захранване на IR2153 е, че ако работи, тогава тази работа е подобна на буре с прах. Първо, допълнителната намотка на силовия трансформатор за захранване на самия IR2153 хвана окото ми. Но след диодите D3 и D6 няма резистор за ограничаване на тока, което означава, че петнадесетволтовият ценеров диод вътре в микросхемата ще бъде МНОГО силно натоварен. Какво се случва при прегряване и термичен пробив може само да се гадае.
Защитата от претоварване на VT3 шунтира кондензатора за настройка на времето C13, което е напълно приемливо.
Последната приемлива верига на захранване на IR2153 не е нищо уникално. Вярно е, че авторът по някаква причина твърде много намали съпротивлението на резисторите в портите на мощните транзистори и инсталира ценерови диоди D2 и D3, чиято цел не е много ясна. В допълнение, капацитетът C11 е твърде малък, въпреки че е възможно да говорим за резонансен преобразувател.
Има и друг вариант за импулсно захранване с IR2155 и той е за управление на мостов преобразувател. Но там микросхемата управлява силови транзистори чрез допълнителен драйвер и съгласуващ трансформатор и говорим за индукционно топене на метали, така че тази опция заслужава отделна страница и всеки, който разбира поне половината от прочетеното, трябва да отиде на страница с печатни платки.
ВИДЕО ИНСТРУКЦИИ ЗА САМОСГЛОБЯВАНЕ
ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ НА БАЗА НА IR2153 ИЛИ IR2155
Няколко думи за производството импулсни трансформатори:
Как да определите броя на завоите, без да знаете марката на ферита:
Здравейте всички!
Заден план:
В сайта има схема за усилватели на мощност на аудио честота (ULF) 125, 250, 500, 1000 вата, аз избрах опцията 500 вата, защото освен радиоелектрониката, малко си падам и по музиката и затова исках нещо по-добре от ULF. Схемата на TDA 7293 не ми подхождаше, затова реших опцията полеви транзистори 500 вата. От самото начало почти сглобих един ULF канал, но работата спря по различни причини (време, пари и липсата на някои компоненти). В резултат на това купих липсващите компоненти и завърших един канал. Освен това след известно време събрах втория канал, настроих всичко и го тествах на захранването от друг усилвател, всичко работи най-високо нивоМного ми хареса качеството, дори не очаквах да е така. Отделно, много благодаря на радиолюбителите Борис, AndReas, nissan, които го събираха през цялото време, помогнаха в настройката и в други нюанси. Следващото беше захранването. Разбира се, бих искал да направя захранване на конвенционален трансформатор, но отново всичко спира до наличието на материали за трансформатора и тяхната цена. Затова реших все пак да се спра на UPS.
Е, сега за самия UPS:
Използвах транзистори IRFP 460, защото не ги намерих посочени на схемата. Трябваше да сложа транзисторите напротив, като завъртях на 180 градуса, пробих повече дупки за краката и запоих проводниците (вижте снимката). Когато направих печатна платка, по-късно разбрах само, че не мога да намеря транзисторите, от които се нуждаех, както е на диаграмата, инсталирах тези, които бяха (IRFP 460). Транзисторите и изходните изправителни диоди трябва да се монтират на радиатора през изолационни топлопроводими уплътнения, а радиаторите също трябва да се охлаждат с охладител, в противен случай транзисторите и изправителните диоди могат да прегреят, но нагряването на транзисторите, разбира се, зависи и от вида на използвани транзистори. Колкото по-ниско е вътрешното съпротивление на полевия работник, толкова по-малко ще се нагряват.
Освен това все още не съм инсталирал 275 волтов варистор на входа, тъй като не е в града и аз също нямам, но е скъпо да поръчам една част през интернет. За изхода ще имам отделни електролити, защото ги няма за нужното напрежение и размерът не е подходящ. Реших да сложа 4 електролита по 10 000 микрофарада * 50 волта, по 2 последователно на рамо, общо всяко рамо ще има 5000 микрофарада * 100 волта, което ще е напълно достатъчно за захранването, но е по-добре да сложа 10 000 микрофарада * 100 волта на рамо.
Диаграмата показва резистора R5 47 kOhm 2 W за захранване на микросхемата, той трябва да бъде заменен с 30 kOhm 5 W (за предпочитане 10 W), за да може чипът IR2153 да има достатъчно ток при голямо натоварване, в противен случай може да влезе в защита срещу липса на ток или ще пулсира напрежение ще повлияе на качеството. В схемата на автора струва 47 kOhm, което е много за такъв захранващ блок. Между другото, резисторът R5 ще се нагрее много, не се притеснявайте, типът на тези вериги на IR2151, IR2153, IR2155 за захранване е придружен от силно нагряване на R5.
В моя случай използвах феритно ядро ETD 49 и ми беше много трудно да се кача на дъската. При честота от 56 kHz, според изчисленията, той може да даде до 1400 вата при тази честота, което в моя случай има запас. Можете също така да използвате тороидално или друго оформено ядро, основното е, че ще бъде подходящо по отношение на обща мощност, пропускливост и, разбира се, че ще има достатъчно място за поставяне на дъската.
Данни за намотките за ETD 49: 1 = 20 навивки с проводник 0,63 в 5 проводника (220 волтова намотка). 2-ka \u003d основно захранване биполярно 2 * 11 оборота с проводник 0,63 в 4 проводника (намотка 2 * 75-80) волта. 3-ка \u003d 2,5 оборота с проводник 0,63 в 1 проводник (намотка от 12 волта, за плавен старт). 4-ka \u003d 2 оборота с проводник 0,63 в 1 проводник (допълнителна намотка за захранване на предварителни вериги (тонален блок и др.). Рамката на трансформатора се нуждае от вертикален дизайн, имам хоризонтален, така че трябваше да оградя. Можете да го навиете в безрамков дизайн.При други типове ще трябва сами да изчислите ядрото, можете да използвате програмата, която ще оставя в края на статията.В моя случай използвах биполярно напрежение 2 * 75 -80 волта за 500 ватов усилвател, защо по-малко, защото натоварването на усилвателя няма да е 8 ома, а 4 ома.
Настройка и първо стартиране:
Когато стартирате UPS за първи път, не забравяйте да инсталирате електрическа крушка от 60-100 вата в пролуката между мрежовия кабел и UPS. Когато го запалиш, ако не свети лампата, значи вече е добре. При първото стартиране защитата от късо съединение може да се включи и светодиодът HL1 ще светне, тъй като електролитите с голям капацитет приемат огромен ток в момента на включване, ако това се случи, тогава трябва да завъртите многооборотния резистор по посока на часовниковата стрелка, докато спре, след което изчакайте, докато светодиодът изгасне и се изключи и опитайте да го включите отново, за да се уверите, че UPS работи, и след това регулирайте защитата. Ако всичко е запоено правилно и се използват правилните стойности на частите, UPS ще стартира. Освен това, когато се уверите, че UPS се включва и има всички напрежения на изхода, трябва да зададете прага на защита. Когато настройвате защита, не забравяйте да заредите UPS между двете рамена на основната изходна намотка (която е за захранване на ULF) със 100-ватова крушка. Когато светодиодът HL1 светне, когато UPS е включен под товар (лампа от 100 вата), трябва да завъртите променливия многооборотен резистор R9 2,2 kOhm обратно на часовниковата стрелка, докато защитата се активира, когато е включена. Когато светодиодът светне, когато е включен, трябва да го изключите и да изчакате, докато изгасне и постепенно да го завъртите по посока на часовниковата стрелка в изключено състояние и да го включите отново, докато защитата спре да работи,
просто трябва да завъртите малко, например 1 оборот, а не веднага с 5-10 оборота, т.е. изключи го, запали го и го включи, защитата работи - пак същата процедура няколко пъти, докато стигнете до желания резултат. Когато зададете желания праг, тогава по принцип захранването е готово за употреба и можете да извадите електрическата крушка от мрежово напрежениеи опитайте да заредите захранването активно натоварванедобре, например 500 вата.Там, разбира се, можете да си играете със защита, както искате, но не препоръчвам тестване с късо съединение, тъй като това може да доведе до неизправност, въпреки че има защита, известен капацитет няма да има време да се разреди, релето няма да реагира незабавно или ще залепне и може да е неудобство. Въпреки че случайно и неслучайно направих редица затваряния, защитата работи. Но нищо не е вечно.
Измервания след сглобяване на UPS:
Измервания между раменете:
U in - 225 волта, натоварване - 100 вата, U out + - = 164 волта
U in - 225 волта, натоварване - 500 вата, U out + - = 149 волта
U in - 225 волта, натоварване - 834 вата, U out + - = 146 волта
Има седянка, разбира се. При натоварване от 834 вата пред входния токоизправител напрежението пада от 225 волта на 220 волта, след токоизправителя пада с цели 20 волта от 304 волта на 284 волта при товар 834 вата. Но по принцип провисването на изхода на всяко рамо е 9 волта, което принципно е приемливо, тъй като UPS не е стабилизиран.
Благодаря на всички за вниманието.