高周波増幅器のコンデンサの用途。ラジオ受信機の入力回路と構造の計算

高周波増幅器 (UHF) は、ラジオ、テレビ、無線送信機などの無線受信機器の感度を高めるために使用されます。このような UHF 回路は、受信アンテナとラジオまたはテレビ受信機の入力の間に配置され、アンテナ (アンテナアンプ) から来る信号を増加させます。

このような増幅器を使用すると、信頼性の高い無線受信の半径を広げることができ、無線局 (送受信装置 - トランシーバー) の場合、動作範囲を拡大するか、同じ範囲を維持しながら放射電力を減らすことができます。無線送信機の。

図 1 は、無線感度を高めるためによく使用される UHF 回路の例を示しています。使用される要素の値は、無線範囲の周波数（低い方と高い方）、アンテナ、後段のパラメータ、供給電圧などの特定の条件によって異なります。

図 1 (a) は、 広帯域UHF回線 エミッタ接地回路による(OE)。使用するトランジスタによっては、この回路は数百メガヘルツの周波数まで問題なく適用できます。

トランジスタの基準データは最大周波数パラメータを提供することを思い出してください。発電機用のトランジスタの周波数性能を評価する場合、動作周波数の制限値に注目するだけで十分であることが知られています。この制限値は、パスポートに指定されている制限周波数よりも少なくとも 2 ～ 3 倍低くなければなりません。ただし、OE 回路に従って接続された RF アンプの場合、最大銘板周波数は少なくとも 1 桁以上低減する必要があります。

図1。回路例シンプルなアンプ高周波（UHF）トランジスタ。

図 1 (a) の回路の無線要素:

R1=51k (シリコントランジスタの場合)、R2=470、R3=100、R4=30-100;
C1=10-20、C2=10-50、C3=10-20、C4=500-Zn;

コンデンサの値は VHF 周波数に対して示されています。 KLS、KM、KDなどのコンデンサ

知られているように、共通エミッタ（ＣＥ）回路に接続されたトランジスタ段は、比較的高い利得を提供するが、その周波数特性は比較的低い。

共通ベース (CB) 回路に従って接続されたトランジスタ段は、OE を備えたトランジスタ回路よりもゲインが低くなりますが、周波数特性は優れています。これにより、OE 回路と同じトランジスタをより高い周波数で使用できるようになります。

図 1 (b) は、 広帯域高周波増幅回路（UHF） 1つのトランジスタがオンになる 共通のベーススキームに従って。コレクタ回路（負荷）にはLC回路が含まれています。使用するトランジスタによっては、この回路は数百メガヘルツの周波数まで問題なく適用できます。

図 1 (b) の回路の無線要素:

R1=1k、R2=10k。 R3=15k、R4=51 (電源電圧 ZV-5V の場合)。 R4=500-3k (供給電圧6V-15Vの場合);
C1=10-20、C2=10-20、C3=1n、C4=1n-3n;
T1 - シリコンまたはゲルマニウム RF トランジスタなど。 KT315。 KT3102、KT368、KT325、GT311など

コンデンサと回路の値は VHF 周波数に対して示されています。 KLS、KM、KDなどのコンデンサ

コイル L1 には PEV 0.51 ワイヤが 6 ～ 8 回巻かれ、M3 ネジ付き長さ 8 mm の真鍮コアが含まれており、巻数の 1/3 が空になっています。

図 1 (c) は別の広帯域回路を示しています 1つのトランジスタでUHF、含まれています 共通のベーススキームに従って。コレクタ回路にはRFチョークが内蔵されています。使用するトランジスタによっては、この回路は数百メガヘルツの周波数まで問題なく適用できます。

放射性元素:

R1=1k、R2=33k、R3=20k、R4=2k (電源電圧6Vの場合);
C1=1n、C2=1n、C3=10n、C4=10n-33n;
T1 - シリコンまたはゲルマニウム RF トランジスタ (KT315、KT3102、KT368、KT325、GT311 など)。

コンデンサと回路の値は、MF および HF 範囲の周波数に対して示されています。より高い周波数、たとえば VHF 範囲の場合、静電容量値を減らす必要があります。この場合、D01 チョークが使用できます。

KLS、KM、KDなどのコンデンサ

L1 コイルはチョークです。CB 範囲の場合、リング 600NN-8-K7x4x2、300 ターンの PEL 0.1 ワイヤ上のコイルにすることができます。

ゲイン値を高くするを使用して取得できます マルチトランジスタ回路。これらは、たとえば、直列電源を備えた異なる構造のトランジスタを使用した OK-OB カスコードアンプに基づいて作成されたさまざまな回路にすることができます。このような UHF 方式の変形例の 1 つを図 1 (d) に示します。

この UHF 回路には大きなゲイン (数十倍、さらには数百倍) がありますが、カスコードアンプは高周波では大きなゲインを提供できません。このような方式は通常、LW および SV 範囲の周波数で使用されます。ただし、超高周波トランジスタを使用し、慎重に設計すれば、このような回路は数十メガヘルツの周波数まで問題なく適用できます。

放射性元素:

R1=33k、R2=33k、R3=39k、R4=1k、R5=91、R6=2.2k;
C1=10n、C2=100、C3=10n、C4=10n-33n。 C5=10n;
T1 -GT311、KT315、KT3102、KT368、KT325など
T2 -GT313、KT361、KT3107など

コンデンサと回路の値は、CB 範囲の周波数に対して示されています。 HF帯などのより高い周波数では、それに応じて容量値とループインダクタンス（巻き数）を減らす必要があります。

KLS、KM、KDなどのコンデンサコイル L1 - CB シリーズ用には、7 mm フレーム、トリマー M600NN-3-SS2.8x12 に PELSHO 0.1 ワイヤが 150 回巻かれています。

図1(d)の回路を構成する場合、トランジスタのエミッタとコレクタ間の電圧が同じになり、回路電源電圧9Vで3Vになるように抵抗R1、R3を選択する必要があります。

トランジスタUHFの使用により、無線信号の増幅が可能になります。アンテナから、テレビ帯域で - メートル波とデシメートル波。この場合、回路 1(a) に基づいて構築されたアンテナ増幅回路が最もよく使用されます。

回路例アンテナアンプ 周波数範囲150～210MHz用を図2(a)に示します。

図2.2。 MVアンテナ増幅回路。

放射性元素:

R1=47k、R2=470、R3=110、R4=47k、R5=470、R6=110。R7=47k、R8=470、R9=110、R10=75;
C1=15、C2=1n、C3=15、C4=22、C5=15、C6=22、C7=15、C8=22;
T1、T2、TZ - 1T311(D,L)、GT311D、GT341 または同様のもの。

KM、KDなどのコンデンサこのアンテナ増幅器の周波数帯域は、回路に含まれる静電容量の対応する増加によって低周波領域で拡張できます。

アンテナアンプオプションの無線要素 50～210MHzの範囲の場合:

R1=47k、R2=470、R3=110、R4=47k、R5=470、R6=110。R7=47k、R8=470。 R9=110、R10=75;
Ｃ１＝４７、Ｃ２＝１ｎ、Ｃ３＝４７、Ｃ４＝６８、Ｃ５＝４７、Ｃ６＝６８、Ｃ７＝４７、Ｃ８＝６８；
T1、T2、TZ - GT311A、GT341 または同様のもの。

KM、KDなどのコンデンサ繰り返すとこのデバイスのすべての要件を満たさなければなりません。 HF 構造の設置要件: 接続導体の最小長、シールドなど。

テレビ信号範囲 (およびより高い周波数) で使用するように設計されたアンテナアンプは、強力な CB、HF、および VHF ラジオ局からの信号で過負荷になる可能性があります。したがって、広い周波数帯域は最適ではない可能性があります。これにより、アンプの通常の動作が妨げられる可能性があります。これは、アンプの動作範囲の低い領域で特に当てはまります。

特定のアンテナアンプの回路では、これは重要になる可能性があります。範囲の下部におけるゲイン減衰の傾きは比較的緩やかです。

次を使用すると、このアンテナアンプの振幅周波数応答 (AFC) の急峻度を高めることができます。 3次ハイパスフィルター。これを行うには、指定されたアンプの入力に追加の LC 回路を使用できます。

アンテナアンプへの追加の LC ハイパスフィルターの接続図を図に示します。 2(b)。

追加のフィルターパラメーター (参考):

C=5-10;
L - 3-5 ターン PEV-2 0.6。巻き径4mm。

適切な測定器（掃引周波数発生器など）を使用して、周波数帯域と周波数応答形状を調整することをお勧めします。周波数応答の形状は、静電容量 C、C1 の値を変更し、巻線 L1 間のピッチと巻数を変更することで調整できます。

説明した回路ソリューションと最新の高周波トランジスタ (超高周波トランジスタ - マイクロ波トランジスタ) を使用して、UHF 範囲用のアンテナアンプを構築できます。このアンプは、たとえば、UHF ラジオ受信機のいずれかで使用できます。 VHF ラジオ局の、またはテレビと組み合わせて。

図 3 は、 アンテナ図 UHFアンプ-範囲.

図3. UHFアンテナアンプ回路と接続図。

UHFレンジアンプの主なパラメータ:

周波数帯域470-790MHz、
ゲイン - 30dB、
雑音指数 -3 dB、
入力および出力インピーダンス - 75 オーム、
消費電流 - 12mA。

この回路の特徴の 1 つは、出力ケーブルを介してアンテナ増幅器回路に電源電圧を供給することです。出力ケーブルを通じて、出力信号がアンテナ増幅器から無線信号受信機 (VHF 無線受信機など) に供給されます。ラジオ受信機またはテレビ。

アンテナ増幅器は、エミッタが共通の回路に接続された 2 つのトランジスタ段で構成されます。 3 次ハイパスフィルターがアンテナアンプの入力に提供され、動作周波数の範囲を下から制限します。これにより、アンテナアンプのノイズ耐性が向上します。

放射性元素:

R1 = 150k、R2 = 1k、R3 = 75k、R4 = 680;
C1=3.3、C10=10、C3=100、C4=6800、C5=100;
T1、T2 - KT3101A-2、KT3115A-2、KT3132A-2。
コンデンサ C1、C2 はタイプ KD-1、残りは KM-5 または K10-17v です。
L1 - PEV-2 0.8mm、2.5ターン、巻径4mm。
L2 - RF チョーク、25 µH。

図 3 (b) は、アンテナアンプを TV 受信機のアンテナソケット (UHF セレクター) とリモート 12 V 電源に接続する図を示しています。この場合、図からわかるように、電力は供給されます。使用される同軸ケーブルを介して回路に供給され、増幅された UHF 無線信号をアンテナ増幅器から受信機 (VHF ラジオまたはテレビ) に送信します。

無線接続要素、図 3 (b):

C5=100;
L3 - RF チョーク、100 µH。

取り付けは両面グラスファイバーSF-2にヒンジ式で行われ、導体の長さと接触パッドの面積は最小限であるため、デバイスを慎重にシールドする必要があります。

アンプの設定はトランジスタのコレクタ電流の設定に帰着し、R1 と RЗ、T1 - 3.5 mA、T2 - 8 mA を使用して安定化されます。周波数応答の形状は、3 ～ 10 pF の範囲で C2 を選択し、L1 のターン間のピッチを変更することで調整できます。

文献：ルドメドフE.A.、ルドメトフV.E - エレクトロニクスとスパイの情熱-3。

図1。トランジスタを使った簡単な高周波（UHF）アンプの回路例。

図 1 (a) の回路の無線要素:

R1=51k (シリコントランジスタの場合)、R2=470、R3=100、R4=30-100;
C1=10-20、C2=10-50、C3=10-20、C4=500-Zn;

コンデンサの値は VHF 周波数に対して示されています。 KLS、KM、KDなどのコンデンサ

知られているように、共通エミッタ（ＣＥ）回路に接続されたトランジスタ段は、比較的高い利得を提供するが、その周波数特性は比較的低い。

図 1 (b) の回路の無線要素:

R1=1k、R2=10k。 R3=15k、R4=51 (電源電圧 ZV-5V の場合)。 R4=500-3k (供給電圧6V-15Vの場合);
C1=10-20、C2=10-20、C3=1n、C4=1n-3n;
T1 - シリコンまたはゲルマニウム RF トランジスタなど。 KT315。 KT3102、KT368、KT325、GT311など

コンデンサと回路の値は VHF 周波数に対して示されています。 KLS、KM、KDなどのコンデンサ

コイル L1 には PEV 0.51 ワイヤが 6 ～ 8 回巻かれ、M3 ネジ付き長さ 8 mm の真鍮コアが含まれており、巻数の 1/3 が空になっています。

放射性元素:

R1=1k、R2=33k、R3=20k、R4=2k (電源電圧6Vの場合);
C1=1n、C2=1n、C3=10n、C4=10n-33n;
T1 - シリコンまたはゲルマニウム RF トランジスタ (KT315、KT3102、KT368、KT325、GT311 など)。

KLS、KM、KDなどのコンデンサ

L1 コイルはチョークです。CB 範囲の場合、リング 600NN-8-K7x4x2、300 ターンの PEL 0.1 ワイヤ上のコイルにすることができます。

放射性元素:

R1=33k、R2=33k、R3=39k、R4=1k、R5=91、R6=2.2k;
C1=10n、C2=100、C3=10n、C4=10n-33n。 C5=10n;
T1 -GT311、KT315、KT3102、KT368、KT325など
T2 -GT313、KT361、KT3107など

KLS、KM、KDなどのコンデンサコイル L1 - CB シリーズ用には、7 mm フレーム、トリマー M600NN-3-SS2.8x12 に PELSHO 0.1 ワイヤが 150 回巻かれています。

アンテナアンプ回路例 周波数範囲150～210MHz用を図2(a)に示します。

図2.2。 MVアンテナ増幅回路。

放射性元素:

R1=47k、R2=470、R3=110、R4=47k、R5=470、R6=110。R7=47k、R8=470、R9=110、R10=75;
C1=15、C2=1n、C3=15、C4=22、C5=15、C6=22、C7=15、C8=22;
T1、T2、TZ - 1T311(D,L)、GT311D、GT341 または同様のもの。

KM、KDなどのコンデンサこのアンテナ増幅器の周波数帯域は、回路に含まれる静電容量の対応する増加によって低周波領域で拡張できます。

アンテナアンプオプションの無線要素 50～210MHzの範囲の場合:

R1=47k、R2=470、R3=110、R4=47k、R5=470、R6=110。R7=47k、R8=470。 R9=110、R10=75;
Ｃ１＝４７、Ｃ２＝１ｎ、Ｃ３＝４７、Ｃ４＝６８、Ｃ５＝４７、Ｃ６＝６８、Ｃ７＝４７、Ｃ８＝６８；
T1、T2、TZ - GT311A、GT341 または同様のもの。

KM、KDなどのコンデンサこのデバイスを繰り返す場合は、すべての要件を満たす必要があります。 HF 構造の設置要件: 接続導体の最小長、シールドなど。

特定のアンテナアンプの回路では、これは重要になる可能性があります。範囲の下部におけるゲイン減衰の傾きは比較的緩やかです。

アンテナアンプへの追加の LC ハイパスフィルターの接続図を図に示します。 2(b)。

追加のフィルターパラメーター (参考):

C=5-10;
L - 3-5 ターン PEV-2 0.6。巻き径4mm。

図 3 は、 UHFアンテナ増幅回路.

図3. UHFアンテナアンプ回路と接続図。

UHFレンジアンプの主なパラメータ:

周波数帯域470-790MHz、
ゲイン - 30dB、
雑音指数 -3 dB、
入力および出力インピーダンス - 75 オーム、
消費電流 - 12mA。

放射性元素:

R1 = 150k、R2 = 1k、R3 = 75k、R4 = 680;
C1=3.3、C10=10、C3=100、C4=6800、C5=100;
T1、T2 - KT3101A-2、KT3115A-2、KT3132A-2。
コンデンサ C1、C2 はタイプ KD-1、残りは KM-5 または K10-17v です。
L1 - PEV-2 0.8mm、2.5ターン、巻径4mm。
L2 - RF チョーク、25 µH。

無線接続要素、図 3 (b):

C5=100;
L3 - RF チョーク、100 µH。

文献：ルドメドフE.A.、ルドメトフV.E - エレクトロニクスとスパイの情熱-3。

10.1 高周波増幅器の目的と主な特徴

受信信号の周波数での増幅は、無線周波数増幅器 (RFA) を使用して実行されます。増幅に加えて、周波数選択性も確保する必要があります。この目的のために、増幅器には段間結合の共振要素、つまり単一発振回路または結合回路システムが含まれています。

レンジアンプには可変同調回路が必要です。ほとんどの場合、単一回路で実行されます。

中程度の高周波数域ではアンプの能動素子は真空管またはトランジスタです。

電子レンジ進行波管、トンネルダイオード、パラメトリック増幅器、量子増幅器を備えた増幅器が使用されます。

最新の受信機のほとんどは単段アンプを使用しています。それほど一般的ではありませんが、選択性と雑音指数に対する高い要件により、AMP には 2 つ以上のステージが含まれる場合があります。

アンプの基本的な電気的特性:

1.共鳴 電圧利得

バンドパスアンプでは、共振ゲインは通過帯域の中心周波数で決まります。

電力利得負荷の電力とアンプの入力で消費される電力の比を呼び出します。

ここで、はアンプの入力導電率の有効成分です。 - 負荷導電率の有効成分。

RF アンプの負荷は、ほとんどの場合、アンプまたは周波数コンバータの次の段の入力として機能します。

2.アンプの選択性は、特定の離調に対するゲインの相対的な減少を示します。選択性は角形係数によって特徴付けられる場合があります。

3. 雑音指数アンプのノイズ特性を決定します。

4. アンプ内の信号の歪み。 RF 歪みには、能動素子の特性の非線形性によって引き起こされる非線形歪みと、振幅周波数と位相周波数の線形歪みが存在します。

5. アンプの安定性動作中に基本特性を維持する能力と、自己励起の傾向がないことによって決まります。

10.2 RF増幅回路

高周波増幅器では、アクティブ素子を接続するために主に 2 つの方式が使用されます。真空管アンプの共通カソード (OC) と共通グリッド (GC) を使用します。トランジスタ（バイポーラ）アンプのエミッタ接地（CE）とベース接地（CB）を備えたもの。と共通のソース(G) と電界効果トランジスタのカスケード内の共通ゲート (G)。

カソード共通（エミッタ、ソース）のアンプキロメートル、ヘクトメートル、デカメートル、およびメートル波の範囲で、他のスイッチング方式と比較して最高の電力利得を得ることが可能になります。

共通グリッド（ベース、ゲート）を備えたアンプ自己励起に対してより耐性があります。したがって、デシメートル波長範囲では、真空管増幅器は共通のグリッドを備えた回路でのみ使用されます。

ベース（ゲート）共通のトランジスタアンプより長い波長帯域でも使用されます。

共振増幅器の構築と解析の原理は同じです。さまざまなスキームしたがって、主に共通のカソード (エミッタ、ソース) を持つアンプを検討します。

回路と能動素子を接続する方法に応じて、それらは区別されます。直接、単巻変圧器、および変圧器結合を備えた回路。

直接ループ接続の回路能動素子の高い入力抵抗と出力抵抗に使用されます (たとえば、真空管や電界効果トランジスタをベースにしたアンプ)。

図 10.1 共振電界効果トランジスタ増幅器

電界効果トランジスタをベースにした共振増幅器の回路を考えてみましょう (図 10.1)。

抵抗回路との違いは、ドレイン回路にインダクタンスとキャパシタンスを含む発振回路が含まれていることです。この回路は、可変コンデンサを使用して共振周波数に調整されます。

共振周波数では、回路は最大の等価性を持ちます。アクティブ抵抗。この場合、アンプのゲインは最大となり、共振と呼ばれます。共振周波数以外の周波数では、等価抵抗とゲインが減少し、これがアンプの選択特性を決定します。

コンデンサの静電容量値はコンデンサの最大静電容量の 50 ～ 100 倍であるため、回路の共振周波数は実際にはパラメータとによって決まります。

この回路は、デカップリングフィルターとインダクタンスを介して順次ドレイン電力を使用します (電界効果トランジスタでは、ドレインとソースを交換できます)。ゲートにおける初期モードは、ソース電流の電圧降下の大きさによって決まります。静電容量により負帰還が除去されます交流。分離コンデンサ。抵抗はゲートに初期電圧を供給する役割を果たします。

絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタは、非常に小さな値の通過容量を得ることができるため、マイクロ波周波数でもアンプの安定した動作が保証され、電子管よりも優れた性能が得られます。

単巻変圧器と変圧器回路結合を備えた回路これにより、回路とアクティブ素子の間の必要な接続量を設定して、指定された選択性とゲインを達成し、アンプの安定性を高めることができます。

単巻変圧器および変圧器通信回路真空管アンプとトランジスタアンプの両方で使用されますが、比較的低い周波数でも入力抵抗と出力抵抗が比較的低いため、バイポーラトランジスタをベースにしたアンプで特によく使用されます。

例としてバイポーラトランジスタをベースにした増幅器を使用した単巻変圧器と変圧器通信回路を考えてみましょう (図 10.2、10.3)。

図 10.2 に、トランジスタを使用した回路の二重単巻変圧器接続の回路を示します。図 10.1 の図との違いは、回路が変圧比とのタップを使用して増幅デバイスに接続されていることです。電源電圧は、デカップリングフィルタと回路インダクタの巻線の一部を介してコレクタに供給されます。初期モードと温度安定化は抵抗を使用して提供されます。静電容量により、負の AC フィードバックが除去されます。コンデンサは、コレクタ電源電圧がベース回路に入るのを防ぐ分離コンデンサです。

図 10.2 二重単巻変圧器回路結合を備えた回路

図 10.3 にトランス結合を使用した回路を示します。

図10.3 トランス結合回路

この回路には、特定の段のトランジスタのコレクタとの変圧器接続と、次の段の入力との単巻変圧器接続があります。トランス接続は構造的により便利です（より柔軟です）。

すべてのスキームに共通するのは、回路を二重に部分的に含めることです。完全な包含は次のように考えることができます。特別な場合、包含 (変換) 係数が 1 に等しい場合。

10.3 高周波増幅器のフィードバック

アンプ全体およびその個々の段では、増幅された信号が出力から入力まで通過する経路を作成する回路が常に形成されます。これらの連鎖が生み出すのは、 フィードバック.

強力な肯定的なフィードバック自己励起が発生し、アンプが連続発振の発生器になってしまう可能性があります。フィードバックによりアンプが励磁されず、自励励磁に近い状態になると動作が不安定になります。

電源電圧や温度の変化など、アンプデバイスのパラメータがわずかに変化すると、アンプのゲインと帯域幅の両方が急激に変化します。したがって、アンプは安定性の要件に従う必要があります。これは、自励がないことの必要性だけでなく、主に動作中のパラメータの一定性の必要性を意味します。

アンプ内でフィードバックが形成される理由:

1. カスケードの入力回路と出力回路を接続する増幅デバイスの内部逆導電性の存在。

2. 複数の増幅段の共通電源を介した通信。

3. 間に生じる誘導性および容量性フィードバック取り付けワイヤー、コイルおよびその他のアンプ部品。

アンプでのフィードバックが可能一般的な電源回路を介して、外部要素能動素子の内部フィードバックの伝導性を通じて、回路に影響を与えます。最初の 2 種類のフィードバックは、原則として、回路とアンプの設計を合理的に設計することで排除できます。

共通電源によるフィードバック多段回路では結合要素が内部抵抗となるため、アンプが不安定になる重要な原因の 1 つとなります。

これらのフィードバックは、抵抗と静電容量で構成される適切なデカップリングフィルターをアンプに導入し、交流電源の内部抵抗を減らすことによって (たとえば、大きな静電容量で分流することによって)、必要な程度まで弱められます。

有害な磁気および容量性フィードバックこの問題は、アンプの合理的な設計とその設置、各段の入出力回路の主要要素のシールドによって排除されます。

内部フィードバックこれは、増幅デバイスに基本的に固有のものであり、アンプが不安定になる主な原因です。したがって、アンプを計算する際には、その存在を考慮する必要があります。

内部フィードバックの影響を見てみましょう。アンプの内部フィードバックは逆導通によって発生します。

図 10.4 に簡略化した図を示します。回路図オートトランス回路接続付き増幅段私入力回路と回路に Ⅱアンプの出力回路に接続します。

図 10.4 内部フィードバックの影響について

輪郭があると仮定しましょう私そして Ⅱこれらは相互に十分にシールドされており、電源回路にはブロッキングフィルターが含まれています。この場合、増幅器の自励を引き起こす可能性のある唯一のフィードバック源は、増幅デバイスの導電率になります。

増幅デバイスの導電率による内部フィードバックの存在は、増幅デバイスの負荷および出力導電率の入力導電率への影響をもたらし、その特性が変化します。

10.4 高周波増幅器の安定性

増幅デバイス内の内部フィードバックの存在は、RF 回路 (図 4 の入力 I と出力 II) の相互影響につながるだけでなく、増幅器の主要パラメータ (ゲイン、帯域幅、選択性など) の動作中の不安定性につながります。

さらに、増幅デバイスの導電率と相互コンダクタンスの複雑な性質により、この影響の複雑な周波数依存性が生じます。

追加の導電性が入力回路 I に導入されます。一般的な場合は複雑な性質を持っており、周波数応答の形状に歪みを引き起こします。

これらの歪みは、アンプのゲインが高くなるほど強くなります。

アンプが正常に安定して動作するには、内部フィードバックの影響下で周波数応答の形状がわずかに変化することを保証する必要があります。これを行うには、これらの歪みがアンプの品質に影響を与えないカスケードゲインの最大値を決定する必要があります。

内部フィードバックの影響による周波数応答のこのような歪みは、その形状の不安定性につながります。動作中の温度や電源の避けられない変化によって引き起こされる増幅デバイスのパラメータの小さな変化は、周波数応答の形状の変化につながります。

入力回路の周波数応答の形状とその帯域幅が大きく歪まないようにするには、フィードバックによってもたらされる導電率が入力回路全体の導電率に実質的に影響を及ぼさないことが必要です。

増幅デバイスの内部フィードバックによって周波数応答と帯域幅の形状がわずかに変化する場合、アンプは安定している (安定して動作している) と見なされます。

安定度の定量化には、入力回路の周波数応答の歪みに対する内部フィードバックの影響を特徴付ける安定係数が使用されます。

安定係数は比率に等しい

ここで、は内部フィードバックの影響を考慮しない入力回路の等価抵抗、品質係数、帯域幅です。

内部フィードバックの影響を考慮した、入力回路の等価抵抗、品質係数、帯域幅。

したがって、安定性の基準は、入力回路の品質係数と帯域幅が内部フィードバックの影響により何回変化するかを示す値となります。

フィードバックがない場合は、.

フィードバックが入力回路の損失を完全に補償し、アンプが自励式であれば、になります。

したがって、安定係数は 0 から 1 まで変化します。安定係数が大きいほど、アンプは自励状態から遠ざかり、周波数応答の形状の歪みと帯域幅の変化が少なくなります。

内部フィードバックの影響による入力回路の帯域幅の変化は、通常は (10 ～ 20)% 程度許容されます。

多段増幅器は、単段増幅器よりも伝導による自己励起を起こしやすくなります。

10.5 RFアンプの歪み

増幅された RF 信号は通常、複雑な形状をしています。異なる振幅と位相を持つ異なる周波数の振動で構成されます。 RF アンプは、振幅周波数、位相周波数、および非線形の歪みを増幅信号に導入する可能性があります。

RF アンプの帯域幅は通常、中間周波数の主要な選択パスの帯域幅よりもはるかに広いため、RF アンプは実際には増幅信号に振幅周波数歪みを導入しません。このような AMP は広帯域であり、通常は 2 段を超えるステージを含まないため、実際には位相周波数歪みが発生しません。

例外は、キロ波の RF 周波数範囲 (10 ～ 500 kHz) です。

RF 周波数制御における最大の危険は、非線形歪みによって表されます。増幅デバイスの特性が、増幅器の入力における有効信号の振幅範囲に対して非線形である場合、その中で非線形歪みが発生する可能性があります。

干渉信号の振幅が大きく、増幅器デバイスの特性が非線形である場合、有効信号と干渉信号との間に非線形相互作用が発生します。

その結果、次のような非線形現象が発生します。

クロスモジュレーション。

有用な信号が妨害信号によって詰まる。

干渉信号間の相互変調（相互変調）、その周波数はアンプの同調周波数と一致せず、それらの相互作用の積は有効信号の通過帯域に入るか、追加の受信チャネルの周波数と一致します。

混変調は、RF アンプが同調している周波数まで、受信局 (有用) の信号とは周波数が大きく異なる干渉局の信号が RF アンプの出力に存在するという事実として現れます。有用な信号と同時に。

周波数が同調している局が運用を停止すると（有用な信号が消滅すると）、干渉信号は完全に消滅します。

相互変調は、2 つ以上の (有用な信号と干渉する) 信号がその入力で同時に相互作用し、そのうちの少なくとも 1 つが大振幅の干渉信号である場合に、RF 周波数制御ユニットで発生します。

このより高い振幅の信号は、増幅デバイスの動作点をその特性の非線形部分上で独自の周波数で移動させます。

その結果、強い干渉信号の作用により増幅装置の特性の傾きが変化し、干渉信号から有用な信号へ変調が伝達されます。

この場合、有用な信号の識別性が低下し、干渉レベルが高い場合には受信できなくなります。

相互変調の量は目的の信号の振幅に依存しないため、目的の信号の振幅を大きくしても相互変調を低減することはできません。

短波範囲では、アンプの入力における干渉信号のレベルは単位、さらには数十ボルトに達することがあります。

干渉による URF の詰まりとは、URF の増幅が減少し、それに対応して、周波数が近く振幅が非常に大きい干渉信号の影響下で有用な信号が弱くなることです。

この現象が観測される周波数帯域を阻止帯域と呼びます。

目詰まり現象は、混変調と同じ理由で説明されます。

干渉信号の振幅が非常に大きい場合、スロープの変調が発生するだけでなく、その平均値も減少します。増幅装置の入力電流の直流成分も急激に増加する場合があります。

相互変調 (相互変調) は、高振幅の 2 つ以上の干渉信号 (たとえば、周波数と ) がその入力で同時にさらされ、増幅デバイスの特性の線形動作セクションを超えた場合に、高周波増幅器で発生します。

これらの信号の相互作用の結果、次のような組み合わせノイズが発生します。

周波数マッチングRF設定。

ミラーまたは追加チャンネルの周波数と一致します。

受信機の中間周波数と一致します。

増幅回路はこの周波数に調整されているため、コンポーネントは特に危険です。

の 1 つ最良の方法考えられるすべてのタイプの非線形歪みに対処するには、アンプの実効選択性を向上させる必要があります。

そのためには、入力回路の選択度を高め、AMP初段に線形特性の増幅素子を使用し、AMP初段をAGCシステムに含めないようにする必要があります。

周波数コンバータ

11.1 周波数変換器の目的、ブロック図、動作原理

周波数変換器変調の性質を変えることなく、無線信号のスペクトルをある周波数範囲から別の周波数範囲に転送するデバイスです。これらはスーパーヘテロダイン受信機の一部です。変換の結果、と呼ばれる新しい周波数値が取得されます。中級。周波数は信号周波数よりも高くても低くても構いません。最初の場合は周波数が上に変換され、2 番目の場合は下に変換されます。

インバータの入力と出力の電圧図 (図 11.1) からわかるように、周波数を変換する際、変調の法則 (この場合は振幅) は違反されませんが、インバータの入力と出力のキャリア発振の周波数のみが違反されます。コンバータの出力が変化します。

図 11.1 インバータの入力 (a) と出力 (b) での電圧タイミング図

変換された振動のスペクトル (図 11.2) は、周波数軸に沿って左にシフトしています。ただし、スペクトルの性質は変わりませんでした。

図 11.2 インバータの入力 (a) と出力 (b) の周波数スペクトル

これは変調振動の周波数です。とはとの搬送周波数です。

ラジオ受信機で周波数を変換するために使用されます。 線形回路パラメータを定期的に変更する.

ブロック図周波数変換(図 11.3) には変換要素が含まれています PE、局部発振器 Gそしてフィルター F.

図11.3 インバータのブロック図

PE の動作モードは、局部発振器の電圧と局部発振器の周波数の影響を受けて、時間とともに周期的に変化します。その結果、変換素子のI-V特性の傾きが変化し、信号が変換されます。

局部発振器電圧と初期バイアス電圧が厳密に二次の電流-電圧特性を持つ PE に印加されると仮定します (図 11.4)。同時に。

局部発振器電圧の影響により、PE の動作点は時間の経過とともに周期的に変化し始め、図 11.4 からわかるように、動作点の傾きもからまで周期的に変化します。なので、二次電流-電圧特性を持つため、相互コンダクタンスの電圧依存性は線形になります。

図11.4 インバータの電圧・電流特性

したがって、コサイン電圧の場合、傾きもコサインの法則に従って変化し、定数成分と第 1 高調波が含まれます。それから

ここで、は PE 傾きの定数成分です。 - PE の傾きの 1 次高調波の振幅。

PE 出力電流。この式は負荷抵抗電流を考慮していないため、近似値です。

信号が PE の入力で作用するとします。ここで、は時間の関数です。

値とを電流の式に代入すると、次のようになります。

コサイン乗算規則を使用して、次のように書きます。

(11.1) によれば、PE の出力の電流には、信号周波数、和周波数、差周波数という 3 つの周波数の成分が含まれています。

出力電流成分のうち、差周波数成分（有用成分）：

周波数コンバータの出力のフィルタは出力電流のこの成分のみを選択するため、コンバータの出力の電圧は電流によって決まります。

(11.2) によれば、出力電流の有効成分の振幅は信号振幅に比例するため、周波数を変換するとき、信号振幅の変化の法則 (振幅変調) が維持されます。

電流の位相は元の信号の位相にも対応します。周波数変換中、位相変調は維持されます。

電流の振幅は相互コンダクタンス高調波の振幅に依存します。で： ; (周波数変換は行われません)。が大きいほど、が大きくなり、コンバータの出力における電流振幅と電圧振幅も大きくなります。

周波数コンバータは次のように分類されます。

PE の種類に応じて次のようになります。 ダイオード、トランジスタ、一体型;

PE の数に応じて次のようになります。単純(PE 1 つ)、 バランスの取れた(PE 2 つ)、指輪(PE は 4 つ)。

の場合、搬送波周波数に対する信号側波帯の位置は、周波数変換後も変化しません ( 非反転周波数変換器).

の場合、変換後にサイドストライプの位置が変わり、下のストライプが上のストライプになり、その逆も同様です ( 反転周波数変換器).

結論:

1. 周波数を変換する場合、入力電圧の変調の法則には違反しませんが、搬送波周波数のみが変化します。

2. 周波数変換には、パラメータが周期的に変化する線形回路が使用されます。

3. 局部発振器の電圧の影響により、PE の動作モードは時間の経過とともに周期的に変化し、その結果、PE の傾きが周波数とともに変化します。この場合、PE の出力の電流には、信号周波数の成分に加えて、多数の組み合わせ成分が含まれており、そのうちの 1 つが周波数 (通常はまたは ) を持ち、フィルターによって分離され、次の電圧が生成されます。周波数コンバータの出力。

11.2 一般理論周波数変換

周波数コンバータを解析する場合、共振アンプと同様に、次の 2 つの問題が解決されます。

1) 有用な電流成分を求める出力電圧を決定します。中間周波数、これはフィルターの共振周波数と一致し、その後コンバーターの主な指標（ゲイン、周波数応答、位相応答など）が計算されます。

2) 信号源の負荷を生成する信号周波数におけるコンバータ入力電流の成分を見つけます。

以下の仮定の下で分析を実行します。

1) 3 つの高調波電圧が PE に作用すると仮定します (図 11.3)。

入力フィルタと出力フィルタの電圧は、さまざまな組み合わせ周波数の入力電流と出力電流によって生成されます。通常、これらの電圧は、組み合わせ周波数のフィルタ抵抗が無視できるため小さいです。

2) 私たちは数えます。、つまり PE が動作していると仮定します。 信号電圧に対するリニアモード; 局部発振器の電圧に対して、PE は常に非線形モードで動作します。

3) PE は、容量性要素や誘導性要素を含まない慣性のないデバイスです。したがって、その電流は PE に印加される電圧の微分値や積分値には依存しません。慣性のない PE の場合、入力電流と出力電流は静的な電流電圧特性によって決まります。

電流成分には、ある周波数の有用な電流成分が含まれていません

周波数変換は、任意の高調波スロープで可能です。

これらの値のうち 1 つだけが使用されます。

の場合、周波数変換が呼び出されます。単純.

の場合、周波数変換が呼び出されます。 組み合わせた; 急峻な高調波が現れるため、それが可能になります。

したがって、出力電流のすべての成分のうち、周波数を持つ成分だけが役に立ちます。

ここで対応します (現在のコンポーネントが中間周波数を持つ場合のみ)。

式 (11.8) では、最初の項は周波数変換を特徴付け、2 番目の項はフィルター応答を特徴付けます。

急峻さ直接変換 における傾きの定義による。 (11.8) によれば、

ここで、は中間周波数の出力電流の振幅と、PE 出力が短絡された入力における信号電圧の振幅の間の比例係数です。

周波数変換器の内部導電率定義により、で。 (7.8) によれば、コンバータの内部導電率は、PE の内部導電率の定数成分に等しくなります。

コンバータの内部ゲイン

受け入れられている表記法を考慮して

11.3 コンバータの周波数応答

周波数変換器の周波数応答は、固定局部発振器周波数における入力信号の周波数に対する透過係数の依存性として理解されます。信号周波数は広い範囲で変化します。

周波数に同調した単一の共振回路をコンバーターフィルターとして使用します (図 11.5)。

図11.5 インバータの等価回路

固定値を変化させると中間周波数が変化します。

図11.6 グラフィカルな依存関係

(7.7) に従って構築されたグラフィック依存関係を図 11.6 に示します。あ。で ; などで

したがって、異なる値は次のように対応します。さまざまな意味であり、値は周波数変換が発生する急峻高調波の数によって異なります。コンバータの出力回路の電圧は、共振条件が満たされた場合にのみ表示されます。で。

図6によるとあ、共振条件は 1 つの信号周波数ではなく、複数の周波数で満たされます。したがって、コンバータの周波数応答にはいくつかの上昇があります。各立ち上がりは、信号および干渉スペクトルの成分が受信機出力に通過できる特定の帯域幅に対応します。これらの帯域幅は次のように呼ばれます。 受信チャンネル。各チャネルは独自の信号周波数に対応します。コンバータの周波数応答を図 60 に示します。 b、各チャネルの周波数応答の形状は、IF フィルターの種類によって異なります。

11.4 ダイオード周波数変換器

無線周波数増幅器および中間周波数無線受信装置

パラメータ名	意味
記事のトピック:	無線周波数増幅器および中間周波数無線受信装置
ルーブリック（テーマ別）	繋がり

受信デバイスでの受信無線信号の増幅は、そのプリセレクター ᴛ.ᴇ で実行されます。無線周波数で、周波数変換器の後 - 中間周波数で。したがって、無線周波数増幅器 (RFA) と中間周波数増幅器 (IFA) は区別されます。これらのアンプでは、増幅とともに、受信機の周波数選択性も確保する必要があります。この目的のために、増幅器には、単一発振回路、結合回路上のフィルタ、さまざまなタイプの集中選択性フィルタなどの共振回路が含まれています。可変同調の無線周波数増幅器は、通常、受信機の入力回路で使用されるものと同様の選択システムで作られており、ほとんどの場合、これらは単一回路の選択回路です。

電気機械フィルターなど、矩形に近い周波数応答を持つ複雑なタイプの選択システムが中間周波増幅器で使用されます。 (電磁波 ), 石英フィルター (QF)、表面 (バルク) 弾性波に基づくフィルター (SAW、SAW) など。

最新の受信機のほとんどは単段アンプを使用しています。あまり一般的ではありませんが、選択性と雑音指数に対する高い要件があるため、AMP には最大 3 つのステージを含めることができます。

基本的なものの中で、電気的特性アンプには次のものがあります。

1.共振電圧利得 .

超高周波 (マイクロ波) では、電力利得の概念がより頻繁に使用されます。 - アンプの入力導電率の有効成分。 - 負荷導電率の有効成分。

2.アンプの周波数選択性は、特定の離調に対するゲインの相対的な減少を示します。

選択性は、たとえばなどの平方係数によって特徴付けられる場合があります。

3.雑音指数アンプのノイズ特性を決定します。

4. アンプ内の信号歪み: 振幅-周波数、位相、非線形。

5. アンプの安定性動作中の基本特性 (通常は K o と周波数応答) を維持する能力と、自己励起の傾向がないことによって決まります。

図 1 ～ 3 はアンプの主回路を示し、図 4 は電気機械フィルタの形式の選択性集中フィルタ (FSI) を備えたアンプの回路を示します。

図1。電界効果トランジスタの URCH

図２．バイポーラトランジスタのURCH

図3. 選挙制度への誘導結合を伴う URCH

図4．集中選択性フィルターを備えたアンプ

高周波および中間周波増幅器では、増幅デバイスを接続するための 2 つのオプションが主に使用されます。エミッタ接地 (ソース接地) と、トランジスタを接続するためのカスコード回路です。

図 1 は、共通ソースを備えた電界効果トランジスタに基づくアンプの回路を示しています。ドレイン回路に発振回路を内蔵 L K S K.回路はコンデンサCによって調整されますに(バリキャップまたはバリキャップマトリクス回路の構成に使用できます)。

アンプはフィルターを介してシリアルドレイン電力を使用します R3C3。ゲートバイアス電圧 VT1抵抗器にかかる電源電流からの電圧降下によって決定されます。 R2。抵抗器 R1はトランジスタの漏れ抵抗です VT1バイアス電圧をトランジスタのゲートに伝達する役割を果たします。

図では、図 2 は、バイポーラトランジスタをベースとした RF アンプの同様の回路を示しています。ここでは、トランジスタ VT1、VT2 による回路の二重不完全包含が使用されており、これにより、トランジスタ VT1 の出力側とトランジスタ VT2 の入力側からの回路の非常に重要なバイパスが可能になります。 . 電源電圧は、R4C4フィルタと回路コイルの一部のターンを介してトランジスタのコレクタに供給されます。 L・Kモード別直流温度の安定化は抵抗 R1、R2、R3 を使用して確保されます。容量 C2負のACフィードバックを除去します。

図では、図 3 は、回路のトランジスタコレクタへのトランス接続と、次段の入力への単巻トランス接続を備えた回路を示しています。通常、この場合は「拡張」回路設定が使用されます (実験室での作業 No. 1 を参照)。

図では、図 4 は、265 UVZ チップ上に作成された、FSI を備えたアンプカスケードの図を示しています。 . マイクロ回路はカスコードアンプOE - OBです。

中間周波数アンプは、隣接チャネルの受信機の主なゲインと選択性を提供します。彼らの重要な機能それは、固定の中間周波数で動作し、桁違いの大きなゲインを持っていることです。

使用するときさまざまな種類 FSI では、広帯域カスケードを使用することで必要なアンプゲインが実現されます。

すべての制度に共通するのは、選挙制度が二重に不完全に組み込まれていることである。 (完全包含は、変換係数 m と n が 1 に等しい場合の特殊なケースとして考えることができます)。このため、増幅器の 1 つの一般化された等価回路を解析に使用できます (図 5 を参照)。

図5。共振増幅器の一般化等価回路

この図では、出力側のトランジスタはパラメータと電流を備えた等価電流発生器に置き換えられ、次の段の入力側では導電率によって置き換えられます。漏れ抵抗器 R4 (図 1) または分圧器 (図 2) は、導通 (または) に置き換えられます。

通常、導電率の合計が負荷導電率とみなされます。 GH, ᴛ.ᴇ.

等価回路の解析により、カスケードの特性を決定するための計算されたすべての関係を得ることができます。

したがって、カスケードの複素ゲインは次の式で決定されます。

回路の等価共振伝導率。

一般化された輪郭の離調。

この関係から、係数係数を簡単に決定できます。

得

RFアンプカスケードの共振ゲイン

共振利得は、能動デバイスの出力側と負荷側 (次段の入力) からの回路の同じ分路 ᴛ.ᴇ で最大値に達します。いつ

与えられた関係により、アンプの共振曲線の方程式を得ることができます。したがって、小さなデチューニングの場合は、 . ここから、0.707 (-3 dB) のレベルでの RF アンプの帯域幅は次のようになります。

単回路アンプカスケードの共振ゲインは単回路アンプの共振ゲインと同じです

2 回路のバンドパスフィルターを備えたアンプの場合、カスケードの共振ゲインは次の式で決まります。

どこ - 回路間の接続係数、および - 回路間の接続係数。

入力と出力でフィルターをマッチングするときの任意の FSI を備えたアンプのゲイン (電圧) は、次の式を使用して計算する必要があります。

ここで、それぞれ入力と出力における FSI の特性 (波) インピーダンスを示します。

透明度（透過率）帯域におけるフィルターの透過係数。

透明帯域におけるフィルターの減衰がデシベル単位でわかっている場合、

包含要因 メートルそして n入力と出力のフィルター一致条件から計算されます

FSIを備えたアンプカスケードの共振特性は、伝達係数変化曲線によって完全に決定されます。 FSI周波数から。共振曲線の各点 FSI参考書などで紹介されています。

選択アンプのゲインは安定ゲインの値を超えてはなりません。一般に、式から推定できます。

カスコード回路が増幅素子として使用される場合、カスコード回路の対応するコンダクタンス値、たとえばOE - OB回路のコンダクタンス値を置き換えることが非常に重要です。

ご利用の場合電界効果トランジスタ導電率の有効成分は無視できます。

無線周波数および中間周波数無線受信装置の増幅器 - 概念と種類。 2017年、2018年の「無線周波数および中間周波数増幅器」カテゴリの分類と特徴。

RFアンプ他のアンプと同様です。 それらの主な違いは、10 ～ 30 メガヘルツの領域を占める動作周波数範囲です。高周波増幅器には、調整可能と非調整の 2 つのクラスがあります。主な機能非同調アンプはゲインであり、その振幅周波数応答は無線周波数の可能な限り広い範囲を占める必要があります。同調可能アンプでは、狭い周波数範囲または単一周波数で高いゲインを達成する必要があります。通常、高周波アンプについて話すときは、特に明記されていない限り、調整可能であることを意味します。

無線受信デバイスでは、信号を増幅し、周波数に対応する信号を分離するために高周波増幅器が使用されます。送信デバイスでは、無線周波数増幅器を使用して、信号をアンテナに送信する前に特定の周波数で信号を増幅します。たいてい、 RF受信アンプは電圧アンプ、RF送信アンプはパワーアンプです。.

受信回路では、高周波増幅器は受信信号の十分なゲインを提供し、固有ノイズが低く、良好な選択性を備え、選択された周波数で平坦な振幅周波数応答を備えている必要があります。

この図は、振幅変調無線機で使用される高周波増幅器を示しています。

コンデンサＣ１およびＣ４は、アンテナおよび出力変圧器Ｔ１を同じ周波数に同調させる。入力信号は、誘導結合を介してトランジスタ Q1 のベースに印加されます。トランジスタ Q1 はクラス A 増幅器として動作し、コンデンサ C4 とトランス T1 はコレクタ負荷回路の共振周波数で高い電圧利得を提供します。トランスは、トランジスタとの良好なインピーダンス整合を確保するためにタップされています。

RFアンプ、テレビの高周波チューナーに使用されます。

回路はインダクタ L 1A によって同調されます。 L 1B と L 1C。チャンネルセレクターノブを回すと、新しいコイルのセットが回路に追加されます。これにより、各チャネルに必要な帯域幅ゲインが提供されます。入力信号は、L 1A、C 1、および C 2 で構成される同調可能回路に入ります。トランジスタ Q1 はクラス A アンプとして動作し、出力コレクタ回路は二重同調可能トランスです。コイル L 1B はコンデンサ C 4 によって同調され、コイル L 1C はコンデンサ C 7 によって同調されます。抵抗 R 2 とコンデンサ C 6 は、無線周波数が電源に侵入し、他の回路と相互作用するのを防ぐデカップリングフィルタを形成します。

振幅変調無線では、入力無線信号が一定の中間周波数信号に変換されます。この後使用されます 固定中間周波増幅器信号レベルを必要な値まで上げます。 中間周波増幅器は単一周波数（狭帯域）増幅器です。。通常、信号を必要なレベルまで増幅するには、2 つまたは 3 つの中間周波増幅段が使用されます。受信機の感度は中間周波増幅器のゲインによって決まります。ゲインが高いほど感度も高くなります。この図は、振幅変調無線受信機用の典型的な中間周波増幅器を示しています。

中間周波数は 455,000 ヘルツです。

この図はテレビ受信機用の中間周波増幅器を示しています。

この表は、ラジオ受信機とテレビ受信機の周波数を比較しています。