Sursă de alimentare comutată pentru ir2153, ir2155. Patru surse de alimentare comutatoare pe IR2153
Sursă de alimentare comutată pentru IR2151-IR2153
Plus oricine blocarea pulsului sursa de alimentare este că nu este nevoie să înfășurați sau să cumpărați un transformator voluminos. Tot ce aveți nevoie este un transformator cu mai multe spire unitate de putere fă-o singur Este simplu și necesită puține detalii. Și baza este că alimentare pe cip IR2151
Caracteristica caracteristică a acestei surse de alimentare este simplitatea și repetabilitatea sa. Circuitul conține un număr mic de componente și s-a dovedit de mai bine de doi ani. Un transformator coborâtor standard de la unitate de calculator nutriţie.
Există un termistor PTC la intrare– rezistor semiconductor cu pozitiv coeficient de temperatură, care își mărește brusc rezistența la depășirea unei anumite temperaturi caracteristice TRef. Protejează întrerupătoarele de alimentare în momentul pornirii în timp ce condensatorii se încarcă.
Pod de diode la intrare pentru a redresa tensiunea de rețea la un curent de 10A. A fost folosit un ansamblu de diode de tip „vertical”, dar poate fi folosit un ansamblu de diode de tip „taburet”.
Pereche de condensatoare la intrare este luată la o rată de 1 microfarad la 1 W. În cazul nostru, condensatorii vor „trage” o sarcină de 220W.
Rezistența de amortizare în circuitul de putere al driverului este de 2 W. Se acordă preferință rezistențelor domestice de tip MLT-2.
Driver IR2151– pentru controlul porților tranzistoarelor cu efect de câmp care funcționează sub tensiuni de până la 600V. Posibil înlocuire pentru IR2152, IR2153. Dacă numele conține indicele „D”, de exemplu IR2153D, atunci dioda FR107 din cablajul șoferului nu este necesară. Driverul deschide alternativ porțile tranzistoarelor cu efect de câmp cu o frecvență stabilită de elementele de pe picioarele Rt și Ct.
Tranzistoare cu efect de câmp Companiile IR sunt preferate. Selectați o tensiune de cel puțin 400Vși cu rezistență minimă la deschidere. Cu cât rezistența este mai mică, cu atât încălzirea este mai mică și eficiența este mai mare. Vă putem recomanda IRF740, IRF840 etc. O carte de referință despre tranzistoarele cu efect de câmp din IR în limba rusă poate fi descărcată aici. Atenţie! Nu scurtcircuitați flanșele tranzistoarelor cu efect de câmp; Când instalați pe un radiator, utilizați garnituri izolatoare și șaibe bucșe.
Un transformator coborâtor standard de la o sursă de alimentare a computerului. De regulă, pinout-ul corespunde cu cel prezentat în diagramă. În acest circuit funcționează și transformatoarele de casă înfășurate pe tori de ferită. Transformatoarele de casă sunt calculate pentru o frecvență de conversie de 100 kHz și jumătate din tensiunea redresată (310/2 = 155V).
Atunci când alegeți un transformator, ar trebui să alegeți unul ai cărui pini de pe placa originală sunt scurtcircuitați, așa cum se arată în diagramă. Acest lucru este important. În caz contrar, ar trebui să îl închideți așa cum a fost făcut pe placa de la care scoateți transformatorul.
Diode de ieșire cu un timp de recuperare de cel mult 100 ns. Aceste cerințe sunt îndeplinite de diodele din familia HER (High Efficiency Rectifier). A nu se confunda cu diodele Schottky.
Capacitatea de ieșire este o capacitate tampon.Capacitatea nu trebuie instalată mai mult de 10.000 de microfaradi.
PCB
Practica a arătat că această aplicație nu necesită organizare specială feedback, filtre inductive de alimentare, snubbere și alte „clopote și fluiere” inerente convertoare de impulsuri. Într-un fel sau altul, defectele tipice caracteristice „nutriției proaste” (sunete de fond și străine) nu se simt în sunet.
Tranzistoarele cu efect de câmp nu devin foarte fierbinți în timpul funcționării.
Răcirea pasivă este suficientă pentru ei. Tranzistoarele cu efect de câmp IR sunt foarte rezistente la distrugerea termică și funcționează până la temperaturi de 150 C. Dar asta nu înseamnă că ar trebui să fie operate într-un mod atât de critic. Pentru astfel de cazuri, va trebui să organizați răcirea activă sau, pur și simplu, să instalați un ventilator.
Ca orice dispozitiv, această sursă de alimentare necesită o asamblare atentă și atentă, instalare corectă elemente polare și prudență atunci când lucrați cu tensiune de rețea. După oprirea acestei surse de alimentare, nu rămâne nicio tensiune periculoasă în circuitele sale. Corect bloc asamblat Sursa de alimentare nu necesită ajustare sau reglare.
Deci, prima sursă de alimentare, să o numim „de înaltă tensiune”:
Circuitul este clasic pentru sursele mele de alimentare în comutare. Driverul este alimentat direct din rețea printr-un rezistor, ceea ce reduce puterea disipată de acest rezistor în comparație cu alimentarea de la magistrala +310V. Această sursă de alimentare are un circuit de pornire ușoară (limitarea curentului de pornire) pe releu. Pornirea soft este alimentată prin condensatorul de stingere C2 dintr-o rețea de 230V. Această sursă de alimentare este echipată cu protecție împotriva scurtcircuitului și suprasarcinii în circuitele secundare. Senzorul de curent din acesta este rezistența R11, iar curentul la care este declanșată protecția este reglat prin rezistența de reglare R10. Când protecția este declanșată, LED-ul HL1 se aprinde. Această sursă de alimentare poate furniza o tensiune de ieșire bipolară de până la +/-70V (cu aceste diode în circuitul secundar al sursei de alimentare). Transformatorul de impulsuri al sursei de alimentare are o înfășurare primară de 50 de spire și patru înfășurări secundare identice de 23 de spire fiecare. Secțiunea transversală a firului și miezul transformatorului sunt selectate în funcție de puterea necesară care trebuie obținută de la o anumită sursă de alimentare.
A doua sursă de alimentare, o vom numi în mod convențional „UPS autoalimentat”:
Această unitate are un circuit similar cu sursa de alimentare anterioară, dar diferența fundamentală față de sursa de alimentare anterioară este că, în acest circuit, driverul se alimentează singur dintr-o înfășurare separată a transformatorului printr-un rezistor de stingere. Nodurile rămase ale circuitului sunt identice cu circuitul prezentat anterior. Puterea de ieșire și tensiunea de ieșire a acestei unități sunt limitate nu numai de parametrii transformatorului și de capacitățile driverului IR2153, ci și de capacitățile diodelor utilizate în circuitul secundar al sursei de alimentare. În cazul meu este KD213A. Cu aceste diode, tensiunea de ieșire nu poate fi mai mare de 90V, iar curentul de ieșire nu poate fi mai mare de 2-3A. Curentul de ieșire poate fi mai mare numai dacă sunt folosite radiatoare pentru răcirea diodelor KD213A. Merită să vă opriți suplimentar la accelerația T2. Acest inductor este înfășurat pe un miez inel comun (pot fi utilizate și alte tipuri de miezuri), cu un fir cu o secțiune transversală corespunzătoare curentului de ieșire. Transformatorul, ca și în cazul precedent, este calculat pentru puterea corespunzătoare folosind programe de calculator specializate.
Unitatea de alimentare numărul trei, să o numim „puternic cu 460 de tranzistori” sau pur și simplu „puternic 460”:
Această schemă este deja mult mai semnificativ diferită de schemele anterioare prezentate mai sus. Există două diferențe mari principale: protecția împotriva scurtcircuitului și suprasarcină aici se realizează pe un transformator de curent, a doua diferență este prezența a două tranzistoare suplimentare în fața tastelor, care permit izolarea capacității mari de intrare a comutatoarelor puternice (IRFP460) de la ieșirea driverului. O altă diferență mică și nesemnificativă este că rezistența de limitare a circuitului de pornire ușoară se află nu în magistrala +310V, așa cum a fost cazul în circuitele anterioare, ci în circuitul primar de 230V. Circuitul conține, de asemenea, un amortizor conectat în paralel cu înfășurarea primară a transformatorului de impulsuri pentru a îmbunătăți calitatea sursei de alimentare. Ca și în schemele anterioare, sensibilitatea protecției este reglată de un rezistor de reglare (în acest caz R12), iar activarea protecției este semnalată de LED-ul HL1. Transformatorul de curent este înfășurat pe orice miez mic pe care îl aveți la îndemână, înfășurările secundare sunt înfășurate cu un fir de diametru mic 0,2-0,3 mm, două înfășurări de 50 de spire fiecare, iar înfășurarea primară este o tură de sârmă de cruce. -secțiune suficientă pentru puterea de ieșire.
Iar ultimul generator de impulsuri de astăzi este o „sursă de alimentare cu comutare pentru becuri”, să-i spunem așa. 
Da da, nu fi surprins. Într-o zi a fost nevoie să asamblam un preamplificator de chitară, dar nu aveam la îndemână transformatorul necesar, iar apoi acest generator de impulsuri, care a fost construit doar pentru acea ocazie, m-a ajutat cu adevărat. Schema diferă de cele trei anterioare prin simplitatea sa maximă. Circuitul nu are protecție împotriva scurtcircuitelor în sarcină ca atare, dar nu este nevoie de o astfel de protecție în acest caz, deoarece curentul de ieșire pe magistrala secundară +260V este limitat de rezistența R6, iar curentul de ieșire pe secundar. Busul +5V este limitat de circuitul intern de protecție la suprasarcină al stabilizatorului 7805. R1 limitează maximul curent de pornireși ajută la reducerea interferențelor din rețea.
8,2 kOhmi
Sursa de puls Porniți IR2153.
Despre articol.
Există multe circuite în coșul de gunoi global care folosesc acest cip și descrieri do doar așa... Și cum și de ce?
Voi încerca să descriu cu ce am avut de înfruntat la construirea dispozitivului, cum a fost decis, să reduc totul la principii simple și de înțeles, folosindu-se de care fiecare să decidă ce are nevoie.
Despre Irka în sine - IR2153.
Microcircuitul este conceput pentru a fi utilizat în balasturile electronice ale lămpilor economice; acestea sunt dispozitive de putere microscopice, funcționează la frecvențe de aproximativ 30 KHz și nu au circuite de protecție și control special concepute. Asta dă ceva de gândit!
IR2153 are un consum redus de energie și poate fi alimentat pur și simplu printr-un rezistor de tragere în jos și există, de asemenea, separare pentru comutatoarele superioare și inferioare ale semi-podului, astfel încât nu este nevoie să înfășurați transformatoare sau să utilizați separarea optică a controlului comutatorului semnale.
Acest lucru face ca microcircuitul să fie atractiv nu numai pentru amatori, ci și pentru mărcile serioase care produc produse în serie!
Și așa, proiectul în sine.
Scopul a fost de a construi un modul de putere simplu, cât mai universal, cu o putere de aproximativ 200W.
Domeniul de aplicare de la alimentarea cu lămpi cu halogen la UMZCH etc. , destul de ciudat, din punct de vedere al costului materialelor, acest modul poate concura cu cele din fabrică transformatoare pentru lămpi cu halogen, și cu atât mai mult în alte domenii de aplicare.
Putere - rețea AC 250V 50..60Hz
Ieșire - 150V AC cu o frecvență de 50..60KHz la un transformator înlocuibil.
Putere aproximativă - 200W.
Transformator din fotografie: tensiune fără sarcină - 25V, tensiune de sarcină 200W - 23,5V
Oscilogramele se disting printr-un front foarte neted (creșterea impulsului), nu-i așa?
Chiar dacă reduceți frecvența pulsului la 30 KHz, rămân curente uriașe de la efectul Miller, aceste poke-uri curente pot fi admirate pe oscilograme.
Aceste nu se aude mai puțin, mai precis citește că așa funcționează totul! ! Puteți avea încredere în acest lucru; probabil că circuitul nu se va aprinde imediat, mai ales pe un radiator mare.
Driverul este foarte slab (200mA per impuls), conceput pentru tranzistori de putere redusă, deoarece acesta este un microcircuit pentru balast în lămpi!
Driverul sub formă de repetoare cu tranzistori utilizate în acest proiect îmbunătățește semnificativ situația.
Un driver extern reduce efectul Miller și crește eficiența unității.
Toate aceste oscilograme aveau o ieșire complet goală pe jumătate de punte, fără amortizoare, nici măcar o înfășurare a transformatorului.
Acum semnale de la tranzistoarele încărcate.
semnalul este neted și tranzistori Nu se încălzesc prea mult.
IRF840 10KV transformator op + lds, transformator de sarcina 10KV pe 3 nuclee 110pc15, incarcat pe lampă fluorescentă- formă pervertită transformator scurt.
Un alt moment, când cel puțin înfășurarea primară a transformatorului este conectată, tranzistoarele nu se mai încălzesc și pinii lui Miller dispar de-a lungul față, ei dispar, dar Miller nu dispare nicăieri și iată-l, apare din nou, acum pe scăderea pulsului, pe oscilogramele de la unitatea sub sarcină! Voila!
Și este clar că chiar și un driver extern puternic a avut dificultăți în a împiedica unitatea să ia foc. Deci este nevoie de un driver pentru a îmbunătăți fiabilitatea unității.
Costul șoferului dat este doar 10% din costul IR 2153. În timp ce tăiam blocul, am asamblat un alt driver, îl zdrobește și mai bine pe Miller, deși tranzistoarele sunt tot la fel, se pare că datorită creșterii câștigului cascadei, în timpul testelor am tăiat pur și simplu sigiliul driverului existent și am lipit tranzistor..
Circuit și oscilogramă, bloc pornit
la ralanti
Transformator(e).
În esență, un transformator de impulsuri pentru circuitele cu flux înainte nu este diferit de un transformator convențional de 50 Hz AC.
La gol, curentul prin înfășurarea primară este determinat de reactanța inductivă, este foarte nesemnificativ și ar trebui să fie exact așa.
Un transformator încărcat transformă rezistența de sarcină conectată la înfășurarea secundară, în conformitate cu raportul de transformare (raportul spirelor înfășurărilor primare și secundare), iar curentul din înfășurarea primară este determinat de rezistența de sarcină transformată.
Grosimea firelor este determinată de curentul maxim, iar proiectarea înfășurării cu înfășurări multistrat este nevoie de fire mai groase. Pe măsură ce frecvența crește, miezul transmite mai bine energia, dar pierderile de inversare a magnetizării pot crește pe măsură ce frecvența scade, ferita intră mai ușor în saturație, ceea ce poate provoca o scădere bruscă a inductanței înfășurării primare de mii de ori și arderea; blocul.
Un exemplu de „popor” transformator, pentru semipunte 50..60 KHz.
Calitatea ferită 2000NMS
, de la transformatorul de linie TVS110pts15, înfășurarea primară este de 150V - 30..40 spire de fir, secundarul este calculat pentru tensiunea necesară, pe baza tensiunii necesare și a raportului volți/tur în înfășurarea primară.
De exemplu, pentru acest nucleu:
Sursa de alimentare pentru treapta de ieșire este de 310V pe jumătate de punte, apoi tensiunea impulsului pe înfășurarea primară a transformatorului este de 150V
Dacă înfășurarea secundară are un număr mic de spire și umplerea slabă a ferestrei transformatorului, atunci puteți înfășura înfășurarea secundară cu mai mulți conductori paraleli, care sunt apoi lipiți în paralel, astfel puteți reduce încălzirea înfășurării secundare și puteți crește cuplarea magnetică a înfăşurărilor. Pentru un astfel de nucleu debitului aproximativ 500W, iar dacă este necesar, nucleele pot fi paralelizate, reducând proporțional numărul de spire ale înfășurării primare, deci pentru două nuclee puteți da 20 de spire, pentru trei - 15 spire.
Designul unui astfel de transformator cu siguranță nu este optim, dar este ușor de realizat acasă și prin înfășurarea înfășurărilor primare și secundare pe diferite părți ale feritei, puteți realiza o conexiune moale între înfășurări, care poate salva dispozitivul în caz de scurt-circuitîn înfăşurarea secundară.
Transformator din acest proiect.
Miezul este format din 8 inele TN2010-3E25, 5340nH (20.6x9.2x7.5mm)
Înfășurare primară 150V - 12 spire de sârmă în izolație PVC
Înfășurare secundară - 1 tură
Aici veriga slabă, materialul miezului, potrivit doar pentru câmpurile magnetice slabe, poate intra cu ușurință în saturație și poate arde sursa de alimentare. Dar, în principiu, designul este promițător pentru amatori, alegeți doar un material diferit.
Sper că materialul propus va ajuta părțile interesate să decidă asupra circuitelor necesare pentru a crea un dispozitiv care să se potrivească nevoilor lor.
Aaand.. amintiți-vă că orice strănut neașteptat sau poarta nelipidată a unui tranzistor va provoca o PUGH instantanee și nemiloasă, pentru că... Toate nodurile sunt conectate galvanic, nimic nu poate fi salvat.
SURSA DE ALIMENTARE DIY SWITCH PENTRU IR2153
Din punct de vedere funcțional, microcircuitele IR2153 diferă doar prin dioda de amplificare de tensiune instalată în carcasa plană:
Schema funcțională a IR2153
Schema funcțională a IR2153D
În primul rând, să ne uităm la modul în care funcționează microcircuitul în sine și abia apoi vom decide ce sursă de alimentare să asamblam din el. Mai întâi, să vedem cum funcționează generatorul în sine. Figura de mai jos prezintă un fragment divizor rezistiv, trei amplificatoare operaționale și declanșare RS:
În momentul inițial de timp, când tocmai a fost aplicată tensiunea de alimentare, condensatorul C1 nu este încărcat la toate intrările inversoare ale amplificatorului operațional este zero, iar la intrările neinversoare există o tensiune pozitivă generată de un divizor rezistiv. Ca rezultat, se dovedește că tensiunea la intrările inversoare este mai mică decât la intrările neinversoare și toate cele trei amplificatoare operaționale de la ieșirile lor generează o tensiune apropiată de tensiunea de alimentare, adică. unitate de busteni.
Deoarece intrarea R (setarea zero) de pe declanșator se inversează, atunci aceasta va fi o stare în care nu afectează starea declanșatorului, dar la intrarea S va exista un jurnal de unul, care setează ieșirea declanșatorului la un log de unu și un condensator Ct prin rezistorul R1 va începe să se încarce. In poza tensiunea pe Ct este indicată de linia albastră,roșu - tensiune la ieșirea DA1, verde - la ieșirea DA2, A roz - la ieșirea declanșatorului RS:
De îndată ce tensiunea de pe Ct depășește 5 V, se formează un log zero la ieșirea DA2, iar atunci când, continuând să se încarce Ct, tensiunea atinge o valoare puțin mai mare de 10 volți, un log zero va apărea la ieșirea DA1, care la rândul său va servi pentru a seta declanșatorul RS la starea log zero. Din acest moment, Ct va începe să se descarce, tot prin rezistorul R1, și de îndată ce tensiunea de pe acesta devine puțin mai mică decât valoarea setată prin împărțirea valorii de 10 V, va apărea din nou unul log la ieșirea lui DA1. Când tensiunea de pe condensatorul Ct devine mai mică de 5 V, va apărea un log one la ieșirea lui DA2 și va transforma declanșatorul RS într-o stare și Ct va începe să se încarce din nou. Desigur, la ieșirea inversă a declanșatorului RS, tensiunea va avea valori logice opuse.
Astfel, la ieșirile declanșatorului RS, se formează niveluri de log unu și zero care sunt opuse ca fază, dar egale ca durată:
Deoarece durata impulsurilor de control IR2153 depinde de rata de încărcare-descărcare a condensatorului Ct, este necesar să se acorde atenție spălării plăcii de flux - nu ar trebui să existe scurgeri de la bornele condensatorului sau de la conductorii imprimați. a plăcii, deoarece aceasta este plină de magnetizare a miezului transformatorului de putere și de tranzistori de putere de defecțiune.
Există, de asemenea, încă două module în cip - DETECȚIE UVŞi LOGIK. Primul dintre ele este responsabil pentru pornirea și oprirea procesului de generare, în funcție de tensiunea de alimentare, iar al doilea generează impulsuri TIMP MORT, care sunt necesare pentru a elimina curentul de trecere al treptei de putere.
Urmează separarea niveluri logice- unul devine controlul brațului superior al semipuntului, iar al doilea cel inferior. Diferența este că brațul superior este controlat de două tranzistoare cu efect de câmp, care, la rândul lor, controlează etapa finală, care este „detașată” de la sol și „detașată” de tensiunea de alimentare. Dacă luăm în considerare cele simplificate diagrama schematica pornind IR2153, se dovedește ceva de genul acesta:
Pinii 8, 7 și 6 ai microcircuitului IR2153 sunt ieșirile VB, HO și, respectiv, VS, adică. sursa de alimentare pentru controlul din partea superioară, ieșirea etapei finale a controlului din partea superioară și firul negativ al modulului de control al părții superioare. Trebuie acordată atenție faptului că în momentul pornirii tensiune de control este prezent pe declanșatorul Q RS, prin urmare tranzistorul de putere de la partea joasă este deschis. Condensatorul C3 este încărcat prin dioda VD1, deoarece terminalul său inferior este conectat la firul comun prin tranzistorul VT2.
De îndată ce declanșatorul RS al microcircuitului își schimbă starea, VT2 se închide, iar tensiunea de control la pinul 7 al IR2153 deschide tranzistorul VT1. În acest moment, tensiunea la pinul 6 al microcircuitului începe să crească, iar pentru a menține VT1 deschis, tensiunea la poarta sa trebuie să fie mai mare decât la sursă. Deoarece rezistența unui tranzistor deschis este egală cu zecimi de ohm, tensiunea la drenajul său nu este cu mult mai mare decât la sursă. Se pare că pentru a menține tranzistorul deschis, aveți nevoie de o tensiune cu cel puțin 5 volți mai mare decât tensiunea de alimentare și într-adevăr este - condensatorul C3 este încărcat la 15 volți și acesta vă permite să mențineți VT1 în starea deschisă. , deoarece energia stocată în acesta în acest moment de timp este tensiunea de alimentare pentru brațul superior al treptei de fereastră a microcircuitului. Dioda VD1 în acest moment nu permite C3 să se descarce în magistrala de alimentare a microcircuitului în sine.
De îndată ce impulsul de control la pinul 7 se termină, tranzistorul VT1 se închide și apoi se deschide VT2, care încarcă din nou condensatorul C3 la o tensiune de 15 V.
Destul de des, amatorii instalează un condensator electrolitic cu o capacitate de 10 până la 100 μF în paralel cu condensatorul C3, fără să se aprofundeze măcar în necesitatea acestui condensator. Faptul este că microcircuitul este capabil să funcționeze la frecvențe de la 10 Hz la 300 kHz, iar nevoia acestui electrolit este relevantă numai până la frecvențe de 10 kHz și numai cu condiția ca condensatorul electrolitic să fie din seria WL sau WZ. - tehnologic au un mic ersși sunt mai bine cunoscuți ca condensatori de computer cu inscripții în vopsea aurie sau argintie:
Pentru frecvențele de conversie populare utilizate la crearea surselor de alimentare comutatoare, frecvențele sunt luate peste 40 kHz și uneori crescute la 60-80 kHz, astfel încât relevanța utilizării unui electrolit pur și simplu dispare - chiar și o capacitate de 0,22 μF este deja suficientă pentru a deschide și țineți deschis tranzistorul SPW47N60C3, care are o capacitate de poartă de 6800 pF. Pentru a ușura conștiința, este instalat un condensator de 1 µF și ținând cont de faptul că IR2153 nu poate comuta direct astfel de tranzistori puternici, energia acumulată a condensatorului C3 este suficientă pentru a controla tranzistoarele cu o capacitate de poartă de până la 2000 pF, adică. toate tranzistoarele cu un curent maxim de aproximativ 10 A (lista tranzistoarelor este mai jos în tabel). Dacă mai aveți îndoieli, atunci în loc de 1 µF recomandat, utilizați un condensator ceramic de 4,7 µF, dar acest lucru este inutil:
Ar fi nedrept să nu observăm că microcircuitul IR2153 are analogi, adică. microcircuite cu un scop funcțional similar. Acestea sunt IR2151 și IR2155. Pentru claritate, să punem parametrii principali într-un tabel și apoi ne vom da seama care dintre ei este cel mai bine de pregătit:
CHIP |
Tensiune maximășoferii |
Tensiunea de alimentare de pornire |
Opriți tensiunea de alimentare |
Curent maxim pentru încărcarea porților tranzistoarelor de putere / timp de creștere |
Curentul de descărcare/timpul de cădere a porții tranzistorului de putere maximă |
Tensiunea internă a diodei Zener |
100 mA / 80...120 nS |
210 mA / 40...70 nS |
|||||
NESPECIFICAT / 80...150 nS |
NESPECIFICAT / 45...100 nS |
|||||
210 mA / 80...120 nS |
420 mA / 40...70 nS |
După cum se poate observa din tabel, diferențele dintre microcircuite nu sunt foarte mari - toate trei au aceeași sursă de alimentare cu diodă Zener shunt, tensiunile de alimentare de pornire și oprire sunt aproape aceleași pentru toate trei. Diferența constă numai în curentul maxim al etapei finale, care determină ce tranzistoare de putere și la ce frecvențe pot controla microcircuitele. Destul de ciudat, cel mai mediatizat IR2153 s-a dovedit a fi nici pește, nici păsări - nu are standarde curent maxim ultima cascadă de șoferi, iar timpul de creștere-cădere este oarecum întârziat. De asemenea, diferă în ceea ce privește costul - IR2153 este cel mai ieftin, dar IR2155 este cel mai scump.
Frecvența generatorului este frecvența de conversie ( nu este nevoie sa imparti la 2) pentru IR2151 și IR2155 este determinată de formulele de mai jos, iar frecvența IR2153 poate fi determinată din grafic:
Pentru a afla ce tranzistoare pot fi controlate de microcircuitele IR2151, IR2153 și IR2155, ar trebui să cunoașteți parametrii acestor tranzistori. Cel mai mare interes la conectarea unui microcircuit și tranzistoare de putere este energia porții Qg, deoarece această energie va influența valorile instantanee ale curentului maxim al driverelor de microcircuit, ceea ce înseamnă că va fi necesar un tabel cu parametrii tranzistorului. Aici SPECIAL trebuie acordată atenție producătorului, deoarece acest parametru este diferiți producători
diferit. Acest lucru se vede cel mai clar în exemplul tranzistorului IRFP450.
Înțeleg perfect că pentru o producție unică a unei surse de alimentare, zece până la douăzeci de tranzistori sunt încă prea mult, cu toate acestea, am postat un link pentru fiecare tip de tranzistor - de obicei cumpăr acolo. Așa că faceți clic, vedeți prețurile, comparați cu retailul și probabilitatea de a cumpăra lefty. Desigur, nu spun că pe Ali există doar vânzători onești și toate bunurile sunt de cea mai înaltă calitate - există o mulțime de escroci peste tot. Cu toate acestea, dacă comandați tranzistori care sunt produse direct în China, este mult mai dificil să dați peste prostii. Și tocmai din acest motiv prefer tranzistoarele STP și STW și nici măcar nu ezit să le cumpăr din dezasamblare, adică. Folosit. |
|||||||
TRANZISTORI POPULARI PENTRU ALIMENTAREA PULS |
NUME |
VOLTAJ |
PUTERE |
OBTURATOR |
|||
(PRODUCĂTOR) |
|||||||
REȚEA (220 V) 17...23nC () |
|
||||||
SF 17...23nC () |
|||||||
38...50nC ( 17...23nC () |
|||||||
35...40nC ( 17...23nC () |
|||||||
39...50nC ( 17...23nC () |
|||||||
46 nC ( 17...23nC () |
|||||||
50...70nC ( 17...23nC () |
|||||||
75nC ( 17...23nC () |
|||||||
84nC ( 17...23nC () |
|||||||
39...50nC ( 17...23nC () |
|
||||||
46 nC ( 17...23nC () |
|||||||
50...70nC ( 17...23nC () |
|||||||
84nC ( 17...23nC () |
|||||||
| 65nC ( | STP20NM60FP 17...23nC () |
||||||
|
|||||||
54nC ( |
|||||||
75nC ( |
|||||||
150...200 nC (IN) |
|||||||
252...320nC (IN) 17...23nC () |
|||||||
87...117nC ( (1)
I g = Q g / t on = 63 x 10 -9 / 120 x 10 –9 = 0,525 (A)
Când amplitudinea impulsurilor tensiunii de control la poartă este Ug = 15 V, suma rezistenței de ieșire a driverului și a rezistenței de limitare nu trebuie să depășească: Rmax = U g / I g (2)
= 15 / 0,525 = 29 (Ohm)
Să calculăm impedanța de ieșire a etapei driver pentru cipul IR2155:
R on = U cc / I max = 15V / 210mA = 71,43 ohmi
R off = U cc / I max = 15V / 420mA = 33,71 ohmi
Luând în considerare valoarea calculată conform formulei (2) Rmax = 29 Ohm, ajungem la concluzia că cu driverul IR2155 este imposibil să se atingă viteza specificată a tranzistorului IRF840. Dacă în circuitul de poartă este instalat un rezistor Rg = 22 Ohm, timpul de pornire al tranzistorului va fi determinat după cum urmează: RE pe = R pe + R poarta, unde RE- rezistenta totala, R R
poarta - rezistenta instalata in circuitul de poarta al tranzistorului de putere = 71,43 + 22 = 93,43 ohmi; g - valoarea tensiunii de control al portii = 15 / 93,43 = 160mA;
t on = Q g / I on = 63 x 10-9 / 0,16 = 392nS
Timpul de oprire poate fi calculat folosind aceleași formule:
RE oprit = R out + R poarta, unde RE RE pe = R pe + R poarta, unde RE R out - impedanța de ieșire a driverului, R poarta - rezistenta instalata in circuitul de poarta al tranzistorului de putere = 36,71 + 22 = 57,71 ohmi;
I off = U g / RE off, unde I oprit - curent de deschidere, U g - valoarea tensiunii de control al portii = 15 / 58 = 259mA;
t off = Q g / I off = 63 x 10-9 / 0,26 = 242nS
La valorile rezultate este necesar să se adauge timpul de deschidere și închidere proprie a tranzistorului, rezultând în timp real t pe va fi 392 + 40 = 432nS și t oprit 242 + 80 = 322nS.
Acum tot ce rămâne este să vă asigurați că un tranzistor de putere are timp să se închidă complet înainte ca al doilea să înceapă să se deschidă. Pentru a face acest lucru, adăugați t pornit și oprit obținerea 432 + 322 = 754 nS, adică. 0,754 uS. Pentru ce este asta? Faptul este că oricare dintre microcircuite, fie el IR2151, sau IR2153, sau IR2155, are o valoare fixă TIMP MORT, care este de 1,2 µS și nu depinde de frecvența oscilatorului principal. Fișa tehnică menționează că Deadtime (tip.) 1,2 µs, dar conține și un desen foarte confuz din care concluzia sugerează că TIMP MORT este 10% din durata impulsului de control:
Pentru a înlătura îndoielile, microcircuitul a fost pornit și a fost conectat un osciloscop cu două canale:
Sursa de alimentare era de 15 V, iar frecvența de 96 kHz. După cum se poate observa din fotografie, cu o scanare de 1 µS, durata pauzei este mai mult decât o diviziune, ceea ce corespunde exact la aproximativ 1,2 µS. Apoi reducem frecvența și vedem următoarele:
După cum se poate observa din fotografie, la o frecvență de 47 kHz, timpul de pauză practic nu s-a schimbat, de aceea semnul care spune că Deadtime (tip.) 1,2 µs este adevărat.
Deoarece microcircuitul funcționa deja, a fost imposibil să mai rezistați unui experiment - scăderea tensiunii de alimentare pentru a vă asigura că frecvența generatorului va crește. Rezultatul este următoarea imagine:
Cu toate acestea, așteptările nu au fost îndeplinite - în loc să crească frecvența, aceasta a scăzut, cu mai puțin de 2%, ceea ce poate fi în general ignorat și remarcat că microcircuitul IR2153 menține frecvența destul de stabilă - tensiunea de alimentare s-a modificat cu mai mult de 30%. De asemenea, trebuie remarcat faptul că timpul de pauză a crescut ușor. Acest fapt este oarecum plăcut - pe măsură ce tensiunea de control scade, timpul de deschidere și închidere a tranzistoarelor de putere crește ușor și creșterea pauzei în acest caz va fi foarte utilă.
S-a mai constatat că DETECȚIE UV se descurcă perfect cu funcția sa - cu o scădere suplimentară a tensiunii de alimentare, generatorul s-a oprit și, cu o creștere, microcircuitul a pornit din nou.
Acum să revenim la matematică, pe baza cărora am constatat că, cu rezistențe de 22 ohmi instalate în porți, timpul de închidere și deschidere este egal cu 0,754 µS pentru tranzistorul IRF840, care este mai mic decât pauza de 1,2 µS dată de microcircuitul în sine.
Astfel, cu microcircuitul IR2155 prin rezistențe de 22 Ohm va fi destul de normal să controlăm IRF840, dar cel mai probabil IR2151 va avea o viață lungă, deoarece pentru a închide și deschide tranzistoarele aveam nevoie de un curent de 259 mA, respectiv 160 mA. , iar valorile sale maxime sunt 210 mA și 100 ma. Desigur, puteți crește rezistența instalată în porțile tranzistoarelor de putere, dar în acest caz există riscul de a depăși limitele TIMP MORT. Pentru a nu te angaja în ghicirea pe zaț de cafea, a fost alcătuit un tabel în EXCEL, pe care îl poți lua.
Se presupune că tensiunea de alimentare a microcircuitului este de 15 V. Pentru a reduce zgomotul de comutare și pentru a reduce puțin timpul de închidere a tranzistorilor de putere în sursele de alimentare cu comutare, fie tranzistorul de putere este șuntat cu un rezistor și un condensator conectat în serie, fie transformatorul de putere în sine este șuntat cu același lanț. Acest nod se numește snubber. Rezistorul circuitului amortizor este ales cu o valoare de 5-10 ori mai multa rezistenta
drain - sursa tranzistorului cu efect de câmp în stare deschisă. Capacitatea condensatorului circuitului este determinată din expresia:
C = tdt/30 x R
Amortizarea întârzie momentele de deschidere și de închidere ale tranzistorului cu efect de câmp în raport cu diferențele de tensiune de control pe poarta sa și reduce rata de schimbare a tensiunii dintre dren și poartă. Ca urmare, valorile de vârf ale impulsurilor curente care curg sunt mai mici și durata lor este mai lungă. Aproape fără a modifica timpul de pornire, circuitul de amortizare reduce considerabil timpul de oprire al tranzistorului cu efect de câmp și limitează spectrul interferențelor radio generate.
Acum că am rezolvat puțin teoria, putem trece la scheme practice.
Cel mai simplu circuit de alimentare cu comutare bazat pe IR2153 este transformator electronic cu un minim de funcții:
Nu există funcții suplimentare, iar sursa de alimentare bipolară secundară este formată din două redresoare de punct mediu și o pereche de diode Schottky duale. Capacitatea condensatorului C3 este determinată la o rată de 1 μF de capacitate la 1 W de sarcină. Condensatorii C7 și C8 au o capacitate egală și variază de la 1 µF la 2,2 µF. Puterea depinde de miezul folosit și de curentul maxim al tranzistoarelor de putere și teoretic poate ajunge la 1500 W. Cu toate acestea, aceasta este numai TEORETIC
, pe baza faptului că la transformator se aplică 155 VAC, iar curentul maxim al STP10NK60Z ajunge la 10A. În practică, toate fișele de date indică o scădere a curentului maxim în funcție de temperatura cristalului tranzistorului, iar pentru tranzistorul STP10NK60Z curentul maxim este de 10 A la o temperatură a cristalului de 25 de grade Celsius. La o temperatură a cristalului de 100 de grade Celsius, curentul maxim este deja de 5,7 A și vorbim în mod special despre temperatura cristalului, și nu de flanșa radiatorului și cu atât mai mult despre temperatura radiatorului.
Prin urmare, puterea maximă trebuie selectată pe baza curentului maxim al tranzistorului împărțit la 3 dacă este o sursă de alimentare pentru un amplificator de putere și împărțit la 4 dacă este o sursă de alimentare pentru o sarcină constantă, cum ar fi lămpile cu incandescență.
Având în vedere cele de mai sus, constatăm că pentru un amplificator de putere puteți obține o sursă de alimentare în comutație cu o putere de 10 / 3 = 3.3A, 3.3A x 155V = 511W. Pentru o sarcină constantă obținem o sursă de alimentare 10/4 = 2,5 A, 2,5 A x 155 V = 387 W.În ambele cazuri, se folosește o eficiență de 100%, ceea ce nu se întâmplă în natură
O sursă de alimentare comutată cu protecție la suprasarcină și pornire uşoară prin alimentare secundară este prezentată în următoarea diagramă:
În primul rând, această sursă de alimentare are protecție la suprasarcină realizată pe transformatorul de curent. Puteți citi detalii despre calcularea unui transformator de curent. Cu toate acestea, în marea majoritate a cazurilor este suficient inel de ferită
cu diametrul de 12...16 mm, pe care sunt înfăşurate în două fire circa 60...80 de spire. Diametru 0,1...0,15 mm. Apoi începutul unei înfășurări este conectat la capetele celei de-a doua. Aceasta este înfășurarea secundară. Înfășurarea primară conține una sau două, uneori o tură și jumătate sunt mai convenabile.
De asemenea, în circuit, valorile rezistenței R4 și R6 sunt reduse pentru a extinde domeniul tensiunii de alimentare primară (180...240V). Pentru a nu supraîncărca dioda zener instalată în microcircuit, circuitul are o diodă zener separată cu o putere de 1,3 W la 15 V.
În plus, în sursa de alimentare a fost introdusă o pornire ușoară pentru puterea secundară, ceea ce a făcut posibilă creșterea capacității filtrelor de putere secundare la 1000 µF la o tensiune de ieșire de ±80 V. Fără acest sistem, sursa de alimentare ar merge. în protecție în momentul pornirii. Principiul de funcționare al protecției se bazează pe funcționarea IR2153 la o frecvență crescută în momentul pornirii. Acest lucru cauzează pierderi în transformator și nu este capabil să furnizeze putere maximă sarcinii. De îndată ce începe generarea prin divizorul R8-R9, tensiunea furnizată transformatorului ajunge la detectorul VD5 și VD7 și începe încărcarea condensatorului C7. De îndată ce tensiunea devine suficientă pentru a deschide VT1, C3 este conectat la lanțul de setare a frecvenței al microcircuitului și microcircuitul atinge frecvența de funcționare.
Au fost introduse și inductanțe suplimentare pentru tensiunile primare și secundare.
Inductanța de pe sursa de alimentare primară reduce interferența creată de sursa de alimentare și de intrarea în rețeaua de 220 V, iar pe sursa de alimentare secundară reduce ondulația RF pe sarcină.
În această versiune există două consumabile secundare suplimentare. Primul este destinat să alimenteze un răcitor de computer de doisprezece volți, iar al doilea este să alimenteze etapele preliminare ale unui amplificator de putere.
Următoarea versiune a sursei de alimentare comutatoare este capabilă să furnizeze aproximativ 1500 W la sarcină și conține sisteme de pornire ușoară atât pentru puterea primară, cât și pentru cea secundară, are protecție la suprasarcină și tensiune pentru răcitorul cu răcire forțată. Problema controlului tranzistoarelor puternice de putere este rezolvată prin utilizarea emițătorilor adepți pe tranzistoarele VT1 și VT2, care descarcă prin ei înșiși capacitatea de poartă a tranzistoarelor puternice:
O astfel de forțare a închiderii tranzistoarelor de putere permite utilizarea unor specimene destul de puternice, precum IRFPS37N50A, SPW35N60C3, ca să nu mai vorbim de IRFP360 și IRFP460.
În momentul pornirii, tensiunea este furnizată punții de diode de putere primară prin rezistorul R1, deoarece contactele releului K1 sunt deschise. Apoi, tensiunea este furnizată prin R5 la microcircuit și prin R11 și R12 la ieșirea înfășurării releului. Cu toate acestea, tensiunea crește treptat - C10 este suficient capacitate mare.
Din a doua înfășurare a releului, tensiunea este furnizată diodei Zener și tiristorului VS2. De îndată ce tensiunea ajunge la 13 V, va fi suficient să treceți prin dioda zener de 12 volți pentru a deschide VS2. Aici trebuie amintit că IR2155 începe cu o tensiune de alimentare de aproximativ 9 V, prin urmare, în momentul deschiderii, VS2 va genera deja impulsuri de control prin IR2155, doar că vor intra în înfășurarea primară prin rezistența R17 și condensatorul C14, deoarece Al doilea grup de contacte ale releului K1 este de asemenea deschis. Acest lucru va limita semnificativ curentul de încărcare al condensatorilor filtrului de putere secundar. Imediat ce tiristorul VS2 se deschide, tensiunea va fi aplicată înfășurării releului și ambele grupuri de contacte se vor închide. Primul va ocoli rezistorul de limitare a curentului R1, iar al doilea - R17 și C14.
Transformatorul de putere are o înfășurare de serviciu și un redresor pe diodele VD10 și VD11 de la care va fi alimentat releul, precum și o sursă de alimentare suplimentară a microcircuitului. R14 servește la limitarea curentului forțat al ventilatorului de răcire.
Tiristoare utilizate VS1 și VS2 - MCR100-8 sau similare în carcasa TO-92
Ei bine, la sfârșitul acestei pagini, un alt circuit este încă pe același IR2155, dar de data aceasta va acționa ca un stabilizator de tensiune: Ca și în versiunea anterioară, tranzistoarele de putere sunt închise de bipolari VT4 și VT5. Circuitul este echipat cu o pornire ușoară a tensiunii secundare pe VT1. Începutul se face de la rețeaua de bord
Există un alt element destul de interesant în acest circuit - tC. Aceasta este o protecție împotriva supraîncălzirii radiatorului care poate fi utilizată cu aproape orice convertor. Nu a fost posibil să se găsească o denumire clară în limbajul obișnuit; Folosit în multe aparate electrocasnice ca element de protecție sau de reglare a temperaturii, deoarece sunt produse cu temperaturi diferite declanșarea. Această siguranță arată astfel:
De îndată ce temperatura radiatorului atinge limita de întrerupere a siguranței, tensiunea de control din punctul REM va fi îndepărtată și convertizorul se va opri. După ce temperatura scade cu 5-10 grade, siguranța va fi restabilită și va furniza tensiune de control, iar convertorul va porni din nou. Aceeași siguranță termică sau releu termic poate fi, de asemenea, utilizată blocuri de rețea alimentare prin monitorizarea temperaturii radiatorului și oprirea alimentării, de preferință de joasă tensiune, mergând la microcircuit - releul termic va funcționa mai mult în acest fel. Puteți cumpăra KSD301.
VD4, VD5 - diode rapide din seria SF16, HER106 etc.
Protecția la suprasarcină poate fi introdusă în circuit, dar în timpul dezvoltării acestuia accentul principal a fost pus pe miniaturizare - chiar și unitatea de pornire ușoară a fost o mare întrebare.
Fabricarea pieselor de înfășurare și a plăcilor de circuite imprimate este descrisă în paginile următoare ale articolului.
Ei bine, la sfârșitul zilei, există mai multe circuite de comutare a surselor de alimentare găsite pe Internet.
Schema nr. 6 preluată de pe site-ul FER DE SUPORT:
În următoarea sursă de alimentare a driverului auto-tactat IR2153, capacitatea condensatorului de amplificare este redusă la un minim de 0,22 μF (C10). Microcircuitul este alimentat de la un punct de mijloc artificial al transformatorului de putere, ceea ce nu este important. Nu există protecție la suprasarcină forma tensiunii furnizate transformatorului de putere este ușor corectată de inductanța L1:
În timp ce selectam diagramele pentru acest articol, am dat peste aceasta. Ideea este să folosiți două IR2153 într-un convertor de punte. Ideea autorului este destul de clară - ieșirea declanșatorului RS este alimentată la intrarea Ct și, conform logicii, la ieșirile microcircuitului slave ar trebui generate impulsuri de control de fază opusă.
Ideea m-a intrigat și a fost efectuat un experiment de investigație pe tema testării funcționalității acestuia. TIMP MORT, pe un microcircuit față de altul, ceea ce va reduce semnificativ eficiența și ideea a fost forțată să fie abandonată.
Caracteristica distinctivă a următoarei surse de alimentare de pe IR2153 este că, dacă funcționează, atunci această lucrare este asemănătoare cu un butoi de pulbere. În primul rând, înfășurarea suplimentară de pe transformatorul de putere pentru a alimenta IR2153 în sine mi-a atras atenția. Cu toate acestea, nu există nicio rezistență de limitare a curentului după diodele D3 și D6, ceea ce înseamnă că dioda zener de cincisprezece volți situată în interiorul microcircuitului va fi FOARTE puternic încărcată. Se poate doar ghici ce se va întâmpla dacă se supraîncălzește și suferă defecțiuni termice.
Protecția la suprasarcină pe VT3 ocolește condensatorul de setare a timpului C13, ceea ce este destul de acceptabil.
Ultima versiune acceptabilă a circuitului sursei de alimentare de pe IR2153 nu reprezintă nimic unic. Adevărat, din anumite motive, autorul a redus și rezistența rezistențelor din porțile tranzistoarelor de putere și a instalat diode zener D2 și D3, al căror scop nu este foarte clar. În plus, capacitatea C11 este prea mică, deși este posibil să vorbim despre un convertor rezonant.
Există o altă opțiune pentru o sursă de alimentare comutată folosind IR2155 și în special pentru controlul unui convertor de punte. Dar acolo microcircuitul controlează tranzistorii de putere printr-un driver suplimentar și un transformator de potrivire, și vorbim despre topirea prin inducție a metalelor, așa că această opțiune merită o pagină separată și toți cei care înțeleg cel puțin jumătate din ceea ce citești ar trebui să meargă la pagina cu PLACE IMPRIMATE.
INSTRUCȚIUNI VIDEO PENTRU AUTOMONTARE
COMUTAȚI SURSA DE ALIMENTARE PE BAZĂ PE IR2153 SAU IR2155
Câteva cuvinte despre producție transformatoare de impulsuri:
Cum să determinați numărul de spire fără a cunoaște gradul de ferită:
Bună ziua tuturor!
Fundal:
Pe site exista o schema a amplificatoarelor de putere audio frecventa (ULF) 125, 250, 500, 1000 Watt, am ales varianta 500 Watt, deoarece pe langa electronica radio ma intereseaza putin si muzica si de aceea mi-am dorit ceva de calitate mai bună de la ULF. Circuitul de pe TDA 7293 nu mi s-a potrivit, așa că m-am hotărât asupra opțiunii tranzistoare cu efect de câmp 500 de wați. De la început aproape că am asamblat un canal ULF, dar munca s-a oprit din diverse motive (timp, bani și indisponibilitatea unor componente). Ca urmare, am cumpărat componentele lipsă și am completat un canal. De asemenea, după un anumit timp, am asamblat cel de-al doilea canal, am pus totul la punct și l-am testat pe o sursă de alimentare de la alt amplificator, totul a funcționat. nivel superior Mi-a plăcut foarte mult calitatea, nici nu mă așteptam să fie așa. Mulțumiri deosebite, uriașe, radioamatorilor Boris, AndReas, Nissan care pe tot parcursul timpului l-am asamblat, m-au ajutat la montaj și în alte nuanțe.. Apoi, a devenit o chestiune de alimentare. Desigur, aș dori să fac o sursă de alimentare pe un transformator obișnuit, dar din nou totul se oprește pe disponibilitatea materialelor pentru transformator și costul acestora. Prin urmare, am decis să rămân cu UPS-ul.
Ei bine, acum despre UPS-ul în sine:
Am folosit tranzistoare IRFP 460, din moment ce nu le-am gasit pe cele indicate pe schema. A trebuit să instalez tranzistoarele invers, întorcându-le la 180 de grade, să găurim mai multe pentru picioare și să le lipim împreună cu fire (se vede în fotografie). Când am realizat placa de circuit imprimat, abia mai târziu mi-am dat seama că nu găsesc tranzistorii de care aveam nevoie ca în diagramă, așa că i-am instalat pe cei pe care îi aveam (IRFP 460). Tranzistoarele și diodele redresoare de ieșire trebuie instalate pe un radiator prin garnituri termoizolante, iar radiatoarele trebuie, de asemenea, răcite cu un răcitor, altfel tranzistoarele și diodele redresoare se pot supraîncălzi, dar încălzirea tranzistoarelor, desigur, depinde de asemenea. pe tipul de tranzistoare utilizate. Cu cât este mai mică rezistența internă a comutatorului de câmp, cu atât se va încălzi mai puțin.
De asemenea, nu am instalat încă un varistor de 275 volți la intrare, deoarece nu este în oraș și nici al meu, și este scump să comanzi o piesă prin Internet. Voi avea electroliți separati la ieșire, deoarece nu sunt disponibili pentru tensiunea necesară și dimensiunea standard nu este potrivită. Am decis să pun 4 electroliți de 10.000 μF * 50 Volți, 2 în serie în braț, în total în fiecare braț va fi 5000 μF * 100 Volți, ceea ce va fi complet suficient pentru alimentare, dar este mai bine să puneți 10.000 μF * 100 volți în umăr.
Diagrama prezintă un rezistor R5 47 kOhm 2 W pentru alimentarea microcircuitului, acesta ar trebui înlocuit cu 30 kOhm 5 W (de preferință 10 W) astfel încât, sub o sarcină mare, microcircuitul IR2153 să aibă suficient curent, altfel ar putea intra în protecție împotriva o lipsă de curent sau va pulsa tensiune care va afecta calitatea. În circuitul autorului, este de 47 kOhm, ceea ce este mult pentru o astfel de sursă de alimentare. Apropo, rezistența R5 se va încălzi foarte mult, nu vă faceți griji, tipul de circuite cu sursă de alimentare IR2151, IR2153, IR2155 este însoțit de încălzirea puternică a lui R5.
In cazul meu am folosit miez de ferită ETD 49 și s-a potrivit foarte greu pe placa mea. La o frecvență de 56 KHz, conform calculelor, poate livra până la 1400 de wați la această frecvență, care în cazul meu are o marjă. Puteți folosi un miez toroidal sau de altă formă, principalul lucru este că este potrivit în ceea ce privește puterea generală, permeabilitatea și, desigur, există suficient spațiu pentru a-l așeza pe placă.
Date de înfășurare pentru ETD 49: 1 = 20 de spire cu fir de 0,63 V 5 fire (înfășurare 220 de volți). 2 = putere principală bipolară 2*11 spire de 0,63 V fir 4 fire (înfășurare 2*75-80) volți. 3 = 2,5 spire de fir 0,63 în 1 fir (înfășurare 12 volți, pentru pornire uşoară). 4 = 2 spire de sârmă 0,63 în 1 sârmă (înfășurare suplimentară pentru alimentarea circuitelor preliminare (bloc de timbre etc.). Cadrul transformatorului are nevoie de un design vertical, eu am unul orizontal, așa că a trebuit să-l îngrădesc. Se poate bobina într-un design fără cadru. Pe alte tipuri va trebui să calculați singur nucleul, puteți folosi programul pe care îl voi lăsa la sfârșitul articolului. În cazul meu, am folosit o tensiune bipolară de 2 * 75-80 volți un amplificator de 500 wati, de ce mai putin, pentru ca sarcina amplificatorului nu va fi de 8 Ohmi ci de 4 Ohmi.
Configurare și prima lansare:
Când porniți UPS-ul pentru prima dată, asigurați-vă că instalați un bec de 60-100 wați în spațiul dintre cablul de rețea și UPS. Când îl aprinzi, dacă lumina nu se aprinde, atunci este bine. La prima pornire, protecția la scurtcircuit se poate porni și LED-ul HL1 se va aprinde, deoarece electroliții au o capacitate mare și în momentul pornirii iau un curent mare, dacă se întâmplă acest lucru, atunci trebuie să răsuciți Rezistorul cu mai multe rotații în sensul acelor de ceasornic până se oprește, apoi așteptați până când LED-ul se stinge și încercați să-l porniți din nou pentru a vă asigura că UPS-ul funcționează, apoi reglați protecția. Dacă totul este lipit corect și sunt utilizate valorile corecte ale pieselor, UPS-ul va porni. Apoi, când v-ați asigurat că UPS-ul pornește și că există toată tensiunea la ieșire, trebuie să setați pragul de protecție. Când configurați protecția, asigurați-vă că încărcați UPS-ul între cele două brațe ale înfășurării principale de ieșire (care este folosită pentru alimentarea ULF) cu un bec de 100 de wați. Când LED-ul HL1 se aprinde la pornirea UPS-ului sub sarcină (bec de 100 wați), trebuie să rotiți puțin rezistorul variabil multi-turn R9 2,2 kOhm în sens invers acelor de ceasornic până când protecția la pornire este declanșată. Când LED-ul se aprinde când este pornit, trebuie să îl opriți și să așteptați până când se stinge și să îl rotiți treptat în sensul acelor de ceasornic în starea oprit și să îl porniți din nou până când protecția nu mai funcționează,
Trebuie doar să o întorci puțin câte puțin, de exemplu 1 tură și nu 5-10 ture deodată, adică. a oprit-o, l-a ajustat și a pornit, protecția a funcționat - din nou aceeași procedură de mai multe ori până când obțineți rezultatul dorit. Când setați pragul dorit, atunci, în principiu, sursa de alimentare este gata de utilizare și puteți scoate becul prin tensiunea de rețeași încercați să încărcați sursa de alimentare sarcina activa Ei bine, de exemplu, 500 de wați Acolo, desigur, te poți juca cu protecția după cum vrei, dar nu recomand să faci teste de scurtcircuit, deoarece asta poate duce la o defecțiune, deși există protecție, unele. capacitatea nu va avea timp să se descarce, releul nu va răspunde instantaneu sau se va bloca și poate fi o pacoste. Deși am făcut accidental și nu întâmplător o serie de scurtcircuite, protecția funcționează. Dar nimic nu este etern.
Măsurători după asamblarea UPS:
Măsurători între umeri:
U in - 225 volți, sarcină - 100 wați, U out +- = 164 volți
U in - 225 volți, sarcină - 500 wați, U out +- = 149 volți
U in - 225 volți, sarcină - 834 wați, U out +- = 146 volți
Bineînțeles că există subsidență. Cu o sarcină de 834 de wați înainte de redresorul de intrare, tensiunea scade de la 225 de volți la 220 de volți, după redresor scade cu până la 20 de volți de la 304 de volți la 284 de volți cu o sarcină de 834 de wați. Dar, în principiu, scăderea de ieșire pe fiecare braț este de 9 volți, ceea ce este în principiu acceptabil, deoarece UPS-ul nu este stabilizat.
Mulțumesc tuturor pentru atenție.