Circuit combiné FET. Transistor à effet de champ ultrasonique de haute qualité avec retour de compensation

Caractéristiques
Puissance RMS maximale :
à HR = 4 Ohm, W 60
à HR = 8 Ohm, W 32
Plage de fréquence de fonctionnement. Hz 15...100 000
THD :
à f = 1 kHz, Рout = 60 W, RH = 4 Ohm, % 0,15
à f = 1 kHz, Рout = 32 W, RH = 8 Ohm, % 0,08
Gain, dB 25...40
Impédance d'entrée, kOhm 47

Paramètre

Il est peu probable qu'un expérimentateur expérimenté ait des difficultés à obtenir des résultats satisfaisants lors de la construction d'un amplificateur selon ce schéma. Les principaux problèmes à considérer sont une mauvaise installation des éléments et des dommages aux transistors MOS dus à une mauvaise manipulation ou lorsque le circuit est sous tension. La liste suivante est suggérée comme guide pour l'expérimentateur. vérifications de contrôle pour le dépannage :
1. Lors du montage circuit imprimé installez d'abord les éléments passifs et assurez-vous inclusion correcte polarité des condensateurs électrolytiques. Installez ensuite les transistors VT1 ... VT4. Enfin, installez les MOSFET en évitant la charge statique en court-circuitant les fils à la terre en même temps et en utilisant un fer à souder mis à la terre. Vérifiez la carte assemblée pour l'installation correcte des éléments. Pour ce faire, il sera utile d'utiliser la disposition des éléments illustrée à la Fig. 2 Vérifiez les cartes de circuits imprimés pour les courts-circuits de soudure et, le cas échéant, retirez-les. Vérifier visuellement et électriquement les joints de soudure avec un multimètre et refaire si nécessaire.
2. L'alimentation peut maintenant être appliquée à l'amplificateur et le courant de repos de l'étage de sortie (50...100 mA) peut être réglé. Le potentiomètre R12 est d'abord réglé sur le courant de repos minimum (dans le sens inverse des aiguilles d'une montre sur la topologie de la carte de la Fig. 2). la branche de puissance positive allume un ampèremètre avec une limite de mesure de 1 A. En tournant le curseur de la résistance R12, les lectures de l'ampèremètre de 50 ... 100 mA sont obtenues. Le réglage du courant de repos peut être effectué sans connecter de charge. Cependant, si un haut-parleur de charge est inclus dans le circuit, il doit être protégé par un fusible de surcharge CC. Avec le réglage du courant de repos, une valeur acceptable pour la tension de décalage de sortie doit être inférieure à 100 mV.

Des changements excessifs ou erratiques du courant de repos lors du réglage de R12 indiquent l'apparition d'une génération dans le circuit ou une connexion incorrecte des éléments. Vous devez suivre les recommandations décrites précédemment ( connexion en série dans le circuit de grille des résistances, minimisant la longueur des conducteurs de liaison, masse commune). De plus, les condensateurs de découplage de l'alimentation doivent être installés à proximité de l'étage de sortie de l'amplificateur et du point de masse de la charge. Pour éviter la surchauffe des transistors de puissance, la régulation du courant de repos doit être effectuée avec des transistors MOS installés sur le dissipateur thermique.
3. Après avoir établi le courant de repos, l'ampèremètre doit être retiré
du circuit d'alimentation positif et à l'entrée de l'amplificateur peut être
signal de travail. Le niveau du signal d'entrée pour obtenir la pleine puissance nominale doit être le suivant :
UBX = 150 mV (HR = 4 ohms, Ki = 100) ;
UBX= 160 mV (RH=8 ohms, Ki=100) ;
UBX = 770 mV (RH = 4 ohms, Ki = 20) ;
UBX = 800 mV (RH = 8 ohms, Ki = 20).
La "coupure" aux crêtes du signal de sortie lors du fonctionnement à la puissance nominale indique une mauvaise stabilisation de la tension d'alimentation et peut être corrigée en réduisant l'amplitude du signal d'entrée et en réduisant notes amplificateur.
La réponse en fréquence de l'amplificateur peut être testée sur une plage de fréquences de 15 Hz à 100 kHz à l'aide d'un kit de test audio ou d'un oscillateur et d'un oscilloscope. La distorsion du signal de sortie aux hautes fréquences indique le caractère réactif de la charge, et pour restituer la forme du signal, il faudra sélectionner la valeur de l'inductance de la self de sortie L1. La réponse en fréquence aux hautes fréquences peut être égalisée à l'aide d'un condensateur de compensation connecté en parallèle avec R6. La partie basse fréquence de la réponse en fréquence est corrigée par les éléments R7, C2.
4. La présence d'un bruit de fond (bourdonnement) se produit très probablement dans le circuit
lorsque le gain est réglé trop haut. Prise d'admission avec haut
l'impédance est minimisée en utilisant un blindage
câble mis à la terre directement à la source du signal. Ondulations d'alimentation basse fréquence introduites dans l'étage d'entrée
amplificateur, peut être éliminé par le condensateur C3. Supplémentaire
le bruit de fond est atténué par une cascade différentielle
sur les transistors VT1, préamplificateur VT2. Cependant, si la source du fond est la tension d'alimentation, vous pouvez choisir la valeur de SZ, R5 pour supprimer l'amplitude des ondulations.
5. Si les transistors de l'étage de sortie échouent en raison d'un court-circuit dans la charge ou en raison d'une génération de haute fréquence, les deux MOSFET doivent être remplacés et il est peu probable que d'autres éléments échouent. Lors de l'installation du schéma de nouveaux appareils, la procédure de configuration doit être répétée.

Schéma d'alimentation

Les meilleurs designs de "Radio Amateur" Numéro 2

Circuit amplificateur avec modifications :

UZCH de haute qualité sur transistors à effet de champ avec retour de compensation

Aujourd'hui, il est déjà difficile de surprendre les amateurs de reproduction sonore de haute qualité ou les concepteurs qui savent tenir un fer à souder avec un amplificateur à base de transistors à effet de champ. La plupart de ces appareils, même les meilleurs au monde, sont construits selon le schéma traditionnel avec un étage d'entrée différentiel et de nombreux éléments supplémentaires qui ne participent pas à l'amplification du signal, mais assurent une stabilité temporelle et thermique. L'utilisation de transistors complémentaires puissants avec différents types de conductivité de canal dans les étages de sortie n'a pas radicalement changé les solutions de circuit traditionnelles.

À la suite d'une recherche créative active et d'un départ conscient des nombreuses solutions de circuit stéréotypées dominantes, j'ai réussi à créer mon propre prototype original d'un amplificateur qui a montant minimal composants électroniques et possède une stabilité, une fiabilité et des performances exceptionnelles qui peuvent satisfaire même les gourmets musicaux les plus sophistiqués.

Les principaux paramètres de l'amplificateur avec une résistance de charge de 8 ohms sont indiqués dans le tableau.

Paramètre	Sens
Gain de tension
Puissance de sortie maximale
Vitesse de balayage
Fréquence de réponse		20 – 3 0000
instabilité médiane
Tension de bruit de sortie
THD

Lors du développement de l'amplificateur Attention particulière a été attiré par des indicateurs de qualité, une efficacité maximale et un nombre minimum de pièces utilisées, ce qui a permis d'augmenter considérablement sa fiabilité et de simplifier la répétition. La présence et la disponibilité des pièces dans le réseau de distribution ont également été prises en compte, ce qui a considérablement réduit le coût de l'amplificateur.

L'amplificateur (voir schéma) est constitué d'un étage d'entrée sur des transistors à effet de champ de faible puissance type différent conductivité VT1 et VT2 connectées selon le circuit avec une source commune, dont la charge est constituée des résistances R2 et R3. La résistance R1 connecte les grilles de ces transistors à la masse et détermine l'impédance d'entrée de l'amplificateur et, avec la capacité du condensateur de couplage d'entrée C1, définit sa réponse en fréquence dans la région des basses fréquences du spectre audio. Les transistors VT3 et VT4 sont connectés selon un circuit de base commun, dont la tension est fixée par les diodes Zener VD1 et VD2, et assurent le découplage des transistors d'entrée de la composante variable de leur signal de sortie, et réduisent également l'alimentation CC excessive tension à leurs drains. Les transistors VT5 et VT6 sont connectés selon un circuit collecteur commun, leurs jonctions base-émetteur sont des éléments de polarisation pour les transistors VT1 et VT2, et changeant courant continu sur les bases reliées par les résistances R7 et R10 à la sortie de l'amplificateur, compense le départ arbitraire du point médian et la croissance du courant de repos. La chute de tension continue aux bornes des résistances R2 et R3 ouvre les puissants transistors de sortie VT7 et VT8 de la valeur du courant de drain initial (courant de repos), qui détermine le fonctionnement de l'amplificateur en classe AB.

Le circuit amplificateur fonctionne comme suit. L'alternance positive du signal d'entrée traverse le condensateur C1 jusqu'à la grille du transistor VT1 et provoque une augmentation de son courant de drain, à la suite de quoi la chute de tension aux bornes de la résistance R2 augmente, ce qui conduit à l'ouverture de le transistor VT7 et l'apparition d'un signal demi-onde positif en sortie de l'amplificateur. À travers le diviseur de tension sur les éléments R7, C2, R8, qui définit le gain de l'ensemble de l'amplificateur, et l'émetteur suiveur sur le transistor VT5, une partie du signal de sortie est envoyée à la source du transistor VT1, agissant comme un négatif une rétroaction qui compense la distorsion non linéaire de l'enveloppe du signal, et la constante retirée de la tension de la résistance R11 stabilise le courant de repos et le point médian. L'amplification de la demi-onde négative du signal d'entrée et la stabilisation des paramètres se produisent de manière similaire dans la moitié supérieure symétrique inférieure du circuit. Les résistances R4 et R5, ainsi que les capacités d'entrée des transistors VT7 et VT8, forment des filtres passe-bas qui limitent la bande passante de l'amplificateur et éliminent son auto-excitation.

L'amplificateur est monté sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre à feuille unilatérale d'une taille de 115 ´ 63 mm et d'une épaisseur de 2 à 3 mm. Ci-dessous, un dessin du PCB du côté des pistes.

La configuration de l'amplificateur revient à régler le courant de repos à travers les transistors de sortie avec les trimmers R2 et R3, ainsi que la tension nulle à la sortie de l'amplificateur (point médian). Pour ce faire, les résistances R2 et R3 sont réglées sur la position médiane, la sortie de l'amplificateur est chargée sur une lampe à incandescence de faible puissance avec une tension de 24V et la tension d'alimentation est appliquée. Dans ce cas, la lampe ne doit pas s'allumer, ce qui indique une installation correcte et des pièces réparables. En tournant alternativement et en douceur les deux résistances d'accord dans le sens de l'augmentation de leur valeur, elles obtiennent l'apparition d'un courant à travers les transistors VT7 et VT8, qui est contrôlé par un millivoltmètre numérique par la chute de tension aux bornes de la résistance R11 ou R12. La valeur de cette tension doit être comprise entre 15 et 20 mV, ce qui correspond à un courant de repos de 75 à 100 mA. Si le point milieu à la sortie de l'amplificateur est décalé vers le plus, il est fixé par la résistance d'ajustement R2, s'il est décalé vers le moins, il est fixé par la résistance d'ajustement R3. Le courant de repos des transistors de sortie est à nouveau contrôlé et, si nécessaire, l'opération est à nouveau répétée.

L'amplificateur reste opérationnel à une tension d'alimentation de ±15 à ±30 Volts. Il suffit d'utiliser une alimentation pour un courant d'au moins 5 Ampères, des diodes zener VD 1 et VD 2 pour une tension égale à la moitié de la tension d'alimentation, des condensateurs C5 et C6 pour le correspondant tension de fonctionnement, et avec le fonctionnement constant de l'amplificateur pour une sortie maximale, la puissance des résistances R11 et R12 doit être augmentée à 5 watts.

Les transistors d'entrée VT1 et VT2 doivent avoir des courants de drain initiaux IDSS égaux ou proches. Les transistors de sortie VT7 et VT8 doivent être sélectionnés avec une tension d'ouverture de canal proche VGS (to) qui pour ce type de transistors peut être de 3 à 4 volts. Cela peut se faire directement à l'achat en s'entendant avec le vendeur et en utilisant un simple appareil artisanal ou industriel. Les types de transistors indiqués dans le schéma se couplent bien, ils doivent être installés sur des radiateurs avec une surface correspondant à la puissance à travers des joints isolants spéciaux. Les résistances R2 et R3 sont de précision multi-tours de type SP3-39A, SP5-2 ou similaire. Les condensateurs électrolytiques C2 et C3 sont appliqués de type non polaire, lors de l'utilisation blocage des impulsions les condensateurs d'alimentation C5 et C6 doivent être shuntés avec des condensateurs non inductifs capacité 0.1- 1,0 uF. Les résistances R11 et R12 sont des fusibles de type non filaire, qui se cassent en cas de surcharge.

L'une des principales caractéristiques du circuit amplificateur est que le signal de sortie, amplifié par de puissants transistors, est prélevé sur leurs drains, qui ne sont pas des électrodes de commande. Cela a considérablement réduit la distorsion spécifique causée par la contre-EMF de la bobine acoustique du haut-parleur sur les transistors de sortie, si le signal est prélevé sur leurs sources ou leurs émetteurs. Ainsi, cet amplificateur, selon le principe de fonctionnement, est assimilé à un tube, cependant, il le surpasse de manière significative en termes d'efficacité, de bande passante de fréquences reproductibles, de vitesse et de fiabilité, sans parler de la distorsion et du coût des composants.

Une propriété importante des transistors à effet de champ est qu'en cas de surchauffe, la conductivité de leur canal diminue, respectivement, la pente de la caractéristique et la diminution du courant de drain, ce qui les protège automatiquement du claquage thermique. Une autre propriété des transistors à effet de champ utilisés dans l'étage de sortie de l'amplificateur est leur réponse transitoire quadratique, qui aide à réduire la distorsion non linéaire à des niveaux de puissance de sortie élevés. Plus le courant à travers les transistors VT7 et VT8 est élevé, plus leur pente et leur gain sont élevés, et plus la rétroaction négative devient profonde.

Lorsque l'amplificateur est connecté au réseau, jusqu'à ce que la moitié de la tension d'alimentation sur les condensateurs C5 et C6 soit atteinte, les diodes zener VD1 et VD2 s'avèrent être verrouillées, et avec elles tous les transistors, dont le déverrouillage se produit en douceur et simultanément dans les deux moitiés du circuit, ce qui élimine complètement le bruit désagréable typique de nombreuses conceptions similaires dans le haut-parleur. Pour cette raison, l'amplificateur n'a pas peur des arrêts d'urgence et des mises sous tension même lorsqu'il fonctionne à pleine puissance de sortie.

L'amplificateur a été testé en fonctionnement avec différentes sources de signal, à différentes températures ambiantes, et a montré sa grande fiabilité, ses excellentes caractéristiques de sortie et dynamiques, et est recommandé aux amateurs de reproduction sonore domestique ou professionnelle de haute qualité. Le bloc de réglage du volume, des timbres et de la balance peut être réalisé selon le schéma donné sur le site http://cxem.net/sound/tembrs/tembr14.php à l'aide d'une puce spécialisée TDA1524A. Si nécessaire, un amplificateur de signal de microphone réalisé selon tout schéma connu peut également être ajouté au circuit. L'emplacement des pièces sur la carte de l'amplificateur est indiqué dans la figure ci-dessous.

Pour augmenter la linéarité de l'amplificateur et réduire davantage le coefficient de distorsion non linéaire, vous pouvez connexion parallèle dans chaque bras de deux transistors de sortie et réglage (réglage de valeur) d'une des résistances R 8 ou R 9 dans le circuit de rétroaction. Si vous retirez le condensateur de transition C 1, le circuit peut être transformé en un puissant amplificateur CC linéaire pour l'automatisation, la télémécanique et les systèmes de contrôle.

Yourko Strelkov-Serga
Case postale 5000 Vinnitsa-18
[courriel protégé]

Les amplificateurs à transistors à effet de champ (FET) ont une grande impédance d'entrée. En règle générale, ces amplificateurs sont utilisés comme premiers étages de préamplificateurs, d'amplificateurs CC pour la mesure et d'autres équipements électroniques.
L'utilisation d'amplificateurs avec une grande impédance d'entrée dans les premiers étages permet de faire correspondre des sources de signal avec une grande résistance interne avec des étages d'amplification ultérieurs plus puissants avec une petite impédance d'entrée. Les étages d'amplification sur transistors à effet de champ sont le plus souvent réalisés selon un circuit à source commune.

Puisque la tension de polarisation entre la grille et la source est nulle, le mode de repos du transistor VT est caractérisé par la position du point A sur la caractéristique drain-grille à U GD = 0 (Fig. 15,b).
Dans ce cas, lorsqu'une tension alternative harmonique (c'est-à-dire sinusoïdale) U GS d'amplitude U mZI est fournie à l'entrée de l'amplificateur, les demi-cycles positifs et négatifs de cette tension seront amplifiés différemment: avec un demi-cycle négatif cycle de la tension d'entrée U GS, l'amplitude de la composante variable du courant de drain I "mc sera plus grande qu'avec un demi-cycle positif (I "" mc), car la pente de la caractéristique drain-gate dans la section AB est plus grand par rapport à la pente dans la section AC : Par conséquent, la forme de la composante variable du courant de drain et la tension alternative qu'elle crée sur la charge U OUT seront différentes de la forme de la tension d'entrée, c'est-à-dire qu'il y aura distorsion du signal amplifié.
Pour réduire la distorsion du signal lors de son amplification, il est nécessaire d'assurer le fonctionnement du transistor à effet de champ à une pente constante de sa caractéristique drain-grille, c'est-à-dire dans la section linéaire de cette caractéristique.
A cet effet, une résistance R et est incluse dans le circuit source (Fig. 16, a).

Le courant de drain I C0 traversant la résistance crée une tension sur celle-ci
U Ri = I C0 Ri, qui est appliqué entre la source et la grille, y compris l'EAF formé entre les régions de grille et de source, dans le sens opposé. Cela conduit à une diminution du courant de drain et le mode de fonctionnement sera caractérisé dans ce cas par le point A "(Fig. 16, b).

Pour éviter une diminution du gain, un condensateur C est connecté en parallèle avec la résistance R et grande capacité, ce qui élimine les commentaires négatifs sur courant alternatif, formé par une tension alternative aux bornes de la résistance R et. Dans le mode caractérisé par le point A", la pente de la caractéristique drain-gate lors de l'amplification de la tension alternative reste approximativement la même lors de l'amplification des demi-cycles positifs et négatifs de la tension d'entrée, à la suite de quoi la distorsion de la tension amplifiée les signaux seront insignifiants
(les sections A "B" et A "C" sont approximativement égales).
Si, en mode repos, la tension entre la grille et la source est notée U ZIO et que le courant de drain traversant le FET est I C0, alors la résistance de la résistance R et (en ohms) peut être calculée par la formule :
Ri \u003d 1000 U ZIO / I C0,
dans lequel le courant de drain I C0 est substitué en milliampères.
Le circuit amplificateur représenté sur la figure 15 utilise un FET avec une jonction p-n de commande et un canal de type p. Si un transistor similaire est utilisé comme FET, mais avec un canal de type n, le circuit reste le même et seule la polarité de la connexion d'alimentation change.
Les amplificateurs fabriqués sur des transistors à effet de champ MOS avec un canal induit ou intégré ont une résistance d'entrée encore plus grande. À CC l'impédance d'entrée de tels amplificateurs peut dépasser 100 MΩ. Étant donné que leurs tensions de grille et de drain ont la même polarité, pour fournir la tension de polarisation nécessaire dans le circuit de grille, vous pouvez utiliser la tension d'alimentation G C en la connectant à un diviseur de tension connecté à l'entrée du transistor de la manière illustrée à la Fig. 17.

Amplificateurs à drain commun

Le circuit amplificateur FET à drain commun est similaire au circuit amplificateur à collecteur commun. La figure 18a montre un schéma d'un amplificateur avec un drain commun sur un FET avec une jonction p-n de commande et un canal de type p.

La résistance Ri est connectée au circuit source et le drain est directement connecté au pôle négatif de l'alimentation. Par conséquent, le courant de drain, qui dépend de la tension d'entrée, crée une chute de tension uniquement aux bornes de la résistance Ri. Le fonctionnement de la cascade est illustré par les graphiques représentés sur la figure 18b pour le cas où la tension d'entrée a une forme sinusoïdale. A l'état initial, le courant de drain I C0 traverse le transistor, ce qui crée une tension U I0 (U OUT0) sur la résistance R. Pendant l'alternance positive de la tension d'entrée, la polarisation inverse entre la grille et la source augmente, ce qui entraîne une diminution du courant de drain et de la valeur absolue de la tension aux bornes de la résistance Ri. Dans l'alternance négative de la tension d'entrée, au contraire, la tension de polarisation de grille diminue, le courant de drain et la valeur absolue de la tension aux bornes de la résistance R et augmentent. En conséquence, la tension de sortie prise de la résistance Ri, c'est-à-dire de la source du FET (Fig. 18, b), a la même forme que la tension d'entrée.
À cet égard, les amplificateurs à drain commun sont appelés suiveurs de source (la tension de source répète la tension d'entrée en forme et en valeur).

Des amplificateurs basse fréquence (ULF) sont utilisés pour convertir signaux faibles principalement dans la gamme audio en signaux plus puissants acceptables pour une perception directe par électrodynamique ou d'autres émetteurs sonores.

Notez que les amplificateurs haute fréquence jusqu'à des fréquences de 10 ... 100 MHz sont construits selon des schémas similaires, toute la différence se résume le plus souvent au fait que les valeurs des capacités des condensateurs de ces amplificateurs diminuent autant de fois que la fréquence du signal haute fréquence dépasse la fréquence du signal basse fréquence.

Un simple amplificateur à transistor unique

L'ULF la plus simple, réalisée selon le schéma avec un émetteur commun, est illustrée à la Fig. 1. Une capsule téléphonique a été utilisée comme charge. Tension admissible alimentation pour cet amplificateur 3 ... 12 V.

Il est souhaitable de déterminer expérimentalement la valeur de la résistance de polarisation R1 (dizaines de kΩ), car sa valeur optimale dépend de la tension d'alimentation de l'amplificateur, de la résistance de la capsule téléphonique et du coefficient de transmission d'une instance particulière du transistor .

Riz. 1. Schéma d'un ULF simple sur un transistor + condensateur et résistance.

Pour sélectionner la valeur initiale de la résistance R1, il convient de tenir compte du fait que sa valeur doit être environ cent fois ou plus supérieure à la résistance incluse dans le circuit de charge. Pour sélectionner une résistance de polarisation, il est recommandé de connecter en série résistance fixe avec une résistance de 20 ... 30 kOhm et une résistance variable de 100 ... 1000 kOhm, après quoi, après avoir appliqué à l'entrée de l'amplificateur signal sonore petite amplitude, par exemple, à partir d'un magnétophone ou d'un lecteur, en tournant le bouton Resistance variable atteindre meilleure qualité signal à son volume le plus élevé.

La valeur de la capacité du condensateur de transition C1 (Fig. 1) peut être comprise entre 1 et 100 microfarads : plus la valeur de cette capacité est élevée, plus l'ULF peut amplifier des fréquences basses. Pour maîtriser la technique d'amplification des basses fréquences, il est recommandé d'expérimenter la sélection des valeurs des éléments et des modes de fonctionnement des amplificateurs (Fig. 1 - 4).

Options améliorées d'amplificateur à transistor unique

Compliqué et amélioré par rapport au schéma de la fig. 1 circuits amplificateurs sont illustrés à la fig. 2 et 3. Dans le schéma de la fig. 2, l'étage d'amplification contient en outre un circuit de contre-réaction dépendant de la fréquence (résistance R2 et condensateur C2), qui améliore la qualité du signal.

Riz. 2. Schéma d'un ULF à transistor unique avec une chaîne de rétroaction négative dépendant de la fréquence.

Riz. 3. Un amplificateur à transistor unique avec un diviseur pour fournir une tension de polarisation à la base du transistor.

Riz. 4. Amplificateur à transistor unique avec réglage automatique de la polarisation de la base du transistor.

Dans le diagramme de la fig. 3, la polarisation à la base du transistor est réglée plus "rigidement" à l'aide d'un diviseur, ce qui améliore la qualité de l'amplificateur lorsque ses conditions de fonctionnement changent. Un réglage de polarisation "automatique" basé sur un transistor amplificateur est utilisé dans le circuit de la fig. quatre.

Amplificateur à transistor à deux étages

En connectant en série deux étages d'amplification simples (Fig. 1), on peut obtenir une ULF à deux étages (Fig. 5). Le gain d'un tel amplificateur est égal au produit des gains des étages individuels. Cependant, il n'est pas facile d'obtenir un gain stable important avec une augmentation ultérieure du nombre d'étages : l'amplificateur va très probablement s'auto-exciter.

Riz. 5. Schéma d'un simple amplificateur de basse à deux étages.

Les nouveaux développements d'amplificateurs basse fréquence, dont les circuits sont souvent cités dans les pages des magazines de ces dernières années, visent à atteindre un coefficient minimum de distorsion non linéaire, à augmenter la puissance de sortie, à élargir la bande passante des fréquences amplifiées, etc.

Dans le même temps, lors de la mise en place de divers appareils et de la réalisation d'expériences, un simple ULF est souvent nécessaire, qui peut être assemblé en quelques minutes. Un tel amplificateur doit contenir un nombre minimum d'éléments déficients et fonctionner dans une large plage de tension d'alimentation et de résistance de charge.

Circuit ULF sur transistors à effet de champ et au silicium

Un schéma d'un simple amplificateur de puissance basse fréquence avec une connexion directe entre les cascades est illustré à la fig. 6 [Rl 3/00-14]. L'impédance d'entrée de l'amplificateur est déterminée par la valeur du potentiomètre R1 et peut varier de la centaine d'ohms à la dizaine de mégohms. La sortie de l'amplificateur peut être connectée à une charge avec une résistance de 2 ... 4 à 64 ohms et plus.

Avec une charge à haute résistance, le transistor KT315 peut être utilisé comme VT2. L'amplificateur peut fonctionner dans la plage de tension d'alimentation de 3 à 15 V, bien que ses performances acceptables soient maintenues même lorsque la tension d'alimentation chute à 0,6 V.

Le condensateur C1 peut être sélectionné de 1 à 100 microfarads. Dans ce dernier cas (C1 \u003d 100 μF), l'ULF peut fonctionner dans la bande de fréquence de 50 Hz à 200 kHz et plus.

Riz. 6. Régime amplificateur simple basse fréquence sur deux transistors.

L'amplitude du signal d'entrée ULF ne doit pas dépasser 0,5 ... 0,7 V. La puissance de sortie de l'amplificateur peut varier de dizaines de mW à des unités de W, en fonction de la résistance de charge et de l'amplitude de la tension d'alimentation.

La mise en place de l'amplificateur consiste à sélectionner les résistances R2 et R3. Avec leur aide, la tension au drain du transistor VT1 est réglée, égale à 50 ... 60% de la tension de la source d'alimentation. Le transistor VT2 doit être installé sur une plaque dissipatrice de chaleur (radiateur).

Rail-cascade ULF à connexion directe

Sur la fig. 7 montre un schéma d'un autre ULF extérieurement simple avec des connexions directes entre les cascades. Ce type de connexion améliore la réponse en fréquence de l'amplificateur dans la région des basses fréquences, le circuit dans son ensemble est simplifié.

Riz. sept. schéma ULF à trois cascades avec connexion directe entre les cascades.

En même temps, le réglage de l'amplificateur est compliqué par le fait que chaque résistance d'amplificateur doit être sélectionnée en individuellement. En gros, le rapport des résistances R2 et R3, R3 et R4, R4 et R BF doit être compris entre (30 ... 50) et 1. La résistance R1 doit être comprise entre 0,1 ... 2 kOhm. Le calcul de l'amplificateur illustré à la fig. 7 peut être trouvé dans la littérature, par exemple [P 9/70-60].

Schémas de cascade ULF sur transistors bipolaires

Sur la fig. 8 et 9 montrent des circuits ULF cascode sur des transistors bipolaires. De tels amplificateurs ont un gain Ku assez élevé. L'amplificateur de la fig. 8 a Ku=5 dans la bande de fréquence de 30 Hz à 120 kHz [MK 2/86-15]. ULF selon le schéma de la Fig. 9 avec un coefficient harmonique inférieur à 1% a un gain de 100 [RL 3/99-10].

Riz. 8. Cascade ULF sur deux transistors avec gain = 5.

Riz. 9. Cascade ULF sur deux transistors avec gain = 100.

ULF économique sur trois transistors

Pour les appareils électroniques portables paramètre important est l'efficacité de ULF. Le schéma d'un tel ULF est illustré à la fig. 10 [RL 3/00-14]. Ici, une connexion en cascade d'un transistor à effet de champ VT1 et d'un transistor bipolaire VT3 est utilisée, et le transistor VT2 est activé de telle manière qu'il stabilise le point de fonctionnement de VT1 et VT3.

Avec une augmentation de la tension d'entrée, ce transistor shunte la jonction émetteur-base VT3 et réduit la valeur du courant traversant les transistors VT1 et VT3.

Riz. 10. Schéma d'un amplificateur basse fréquence économique simple sur trois transistors.

Comme dans le circuit ci-dessus (voir Fig. 6), l'impédance d'entrée de cette ULF peut être réglée dans la plage allant de dizaines d'ohms à des dizaines de mégohms. Une amorce téléphonique, par exemple, TK-67 ou TM-2V, a été utilisée comme charge. Une capsule téléphonique reliée à une prise peut simultanément servir d'interrupteur d'alimentation du circuit.

La tension d'alimentation ULF est comprise entre 1,5 et 15 V, bien que l'appareil reste opérationnel même lorsque la tension d'alimentation chute à 0,6 V. Dans la plage de tension d'alimentation de 2 ... 15 V, le courant consommé par l'amplificateur est décrit par l'expression :

1(µA) = 52 + 13*(Upit)*(Upit),

où Upit est la tension d'alimentation en Volts (V).

Si vous désactivez le transistor VT2, le courant consommé par l'appareil augmente d'un ordre de grandeur.

ULF à deux cascades avec connexion directe entre les cascades

Des exemples d'ULF avec des connexions directes et une sélection minimale du mode de fonctionnement sont les circuits illustrés à la Fig. 11 - 14. Ils ont un gain élevé et une bonne stabilité.

Riz. 11. Un simple ULF à deux étages pour un microphone (faible niveau de bruit, gain élevé).

Riz. 12. Amplificateur basse fréquence à deux étages basé sur des transistors KT315.

Riz. 13. Amplificateur basse fréquence à deux étages basé sur des transistors KT315 - option 2.

L'amplificateur de microphone (Fig. 11) est caractérisé niveau faible bruit intrinsèque et gain élevé [MK 5/83-XIV]. Un microphone de type électrodynamique a été utilisé comme microphone BM1.

Une capsule téléphonique peut également faire office de microphone. Stabilisation du point de fonctionnement (polarisation initiale basée sur le transistor d'entrée) des amplificateurs de la fig. 11 - 13 est effectuée en raison de la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur du deuxième étage d'amplification.

Riz. 14. ULF à deux étages avec un transistor à effet de champ.

L'amplificateur (Fig. 14), qui a une résistance d'entrée élevée (environ 1 MΩ), est réalisé sur un transistor à effet de champ VT1 (suiveur de source) et bipolaire - VT2 (avec un commun).

Un amplificateur à transistors à effet de champ basse fréquence en cascade, qui a également une impédance d'entrée élevée, est illustré à la fig. quinze.

Riz. 15. schéma d'un simple ULF à deux étages sur deux transistors à effet de champ.

Circuits ULF pour travailler avec une faible charge ohmique

Les ULF typiques, conçues pour fonctionner sur une charge à faible résistance et ayant une puissance de sortie de dizaines de mW ou plus, sont illustrées à la Fig. 16, 17.

Riz. 16. Un ULF simple pour travailler avec une charge à faible résistance.

La tête électrodynamique BA1 peut être connectée à la sortie de l'amplificateur, comme indiqué sur la fig. 16, ou dans la diagonale du pont (Fig. 17). Si la source d'alimentation est constituée de deux batteries (accumulateurs) connectées en série, la sortie de la tête BA1, droite selon le schéma, peut être connectée directement à leur point milieu, sans condensateurs C3, C4.

Riz. 17. Circuit amplificateur basse fréquence avec inclusion d'une charge à faible résistance dans la diagonale du pont.

Si vous avez besoin d'un circuit pour un simple tube ULF, un tel amplificateur peut être assemblé même sur une seule lampe, consultez notre site Web d'électronique dans la section appropriée.

Littérature : Shustov M.A. Circuit pratique (Livre 1), 2003.

Corrections dans le post : En figue. 16 et 17 à la place de la diode D9, une chaîne de diodes est installée.