Schéma de principe d'une alimentation à découpage pour ordinateur. Alimentation à découpage puissante
Une classe de maître sur la création d'une alimentation à découpage maison de vos propres mains.
L'auteur de la conception (Sergey Kuznetsov, son site Web est classd.fromru.com) a développé cette alimentation réseau faite maison
pour alimenter un puissant UMZCH (Audio Frequency Power Amplifier). Avantages des alimentations à découpage devant les alimentations conventionnelles à transformateur sont évidentes :
- Le poids du produit résultant est beaucoup plus faible
- Les dimensions de l'alimentation à découpage sont beaucoup plus petites.
- L'efficacité du produit et, par conséquent, la dissipation de chaleur est inférieure
- La plage de tensions d'alimentation (surtensions dans le réseau) à laquelle l'alimentation peut fonctionner de manière stable est beaucoup plus large.
Cependant, la fabrication d'une alimentation à découpage nécessite beaucoup plus d'efforts et de connaissances que la fabrication d'une alimentation basse fréquence 50 Hz conventionnelle. L'alimentation basse fréquence est constituée d'un transformateur secteur, d'un pont de diodes et de condensateurs de filtrage de lissage, tandis qu'une alimentation impulsionnelle a une structure beaucoup plus complexe.
Le principal inconvénient des alimentations de réseau à découpage est la présence d'interférences haute fréquence, qui devront être surmontées si la carte de circuit imprimé est mal tracée ou si la base du composant est mal choisie. Lorsque vous allumez l'onduleur, en règle générale, une forte étincelle est observée dans la prise. Cela est dû au courant de démarrage de crête important de l'alimentation, dû à la charge des condensateurs du filtre d'entrée. Pour éliminer ces surtensions, les développeurs conçoivent divers systèmes de «démarrage progressif» qui chargent les condensateurs de filtrage avec un faible courant dans la première phase de fonctionnement, et à la fin de la charge, ils organisent l'alimentation de la pleine tension secteur à l'onduleur. Dans ce cas, une version simplifiée d'un tel système est utilisée, qui est une résistance connectée en série et une thermistance qui limitent le courant de charge des condensateurs.
Le circuit est basé sur le contrôleur PWM IR2153 dans un circuit de commutation standard. Les transistors à effet de champ IRFI840GLC peuvent être remplacés par IRFIBC30G, l'auteur ne recommande pas d'installer d'autres transistors, car cela entraînera la nécessité de réduire les cotes de R2, R3 et, par conséquent, d'augmenter la chaleur générée. La tension sur le contrôleur PWM doit être d'au moins 10 volts. Le fonctionnement du microcircuit à partir d'une tension de 11-14 Volts est souhaitable. Les composants L1 C13 R8 améliorent le mode de fonctionnement des transistors.
Les inductances situées en sortie de l'alimentation 10 µg sont bobinées avec du fil de 1 mm sur des haltères en ferrite de perméabilité magnétique de 600 NN. Vous pouvez enrouler sur des tiges d'anciens récepteurs, 10 à 15 tours suffisent. Les condensateurs de l'alimentation doivent être à faible impédance pour réduire le bruit RF.
Le transformateur a été calculé à l'aide du programme Transformer 2. L'induction doit être choisie aussi petite que possible, de préférence pas plus de 0,25. Fréquence dans la région de 40-80k. L'auteur ne recommande pas l'utilisation d'anneaux de production nationale, compte tenu de la non-identité des paramètres de ferrite et des pertes importantes dans le transformateur. Le circuit imprimé a été conçu pour un transformateur de taille 30x19x20. Lors du réglage de l'alimentation, il est interdit de connecter la masse de l'oscilloscope au point de connexion des transistors. Il est conseillé de démarrer l'alimentation électrique pour la première fois avec une lampe 220V d'une puissance de 25-40W connectée en série avec la source, alors que l'onduleur ne peut pas être fortement chargé. Le circuit imprimé du bloc au format LAY peut être téléchargé
Bonjour cher chat ! Joyeux anniversaire à vous et tout le meilleur, pour ainsi dire! Et en cadeau, acceptez une chose aussi utile comme source d'alimentation pour un amplificateur.
ATTENTION!
Certains des éléments de cet appareil sont sous une tension secteur potentiellement mortelle ! Certains éléments conservent une charge électrique dangereuse après la déconnexion de l'appareil du secteur ! Par conséquent, lors de l'installation, du réglage et de l'utilisation de l'appareil, il est nécessaire de respecter les exigences de sécurité électrique. En répétant l'appareil, vous agissez à vos risques et périls. Je, l'auteur, n'assume aucune responsabilité pour tout dommage moral et matériel, dommage à la propriété, à la santé et à la vie causé par la répétition, l'utilisation ou l'impossibilité d'utiliser cette conception.
Alors, commençons.
Disputes sur le bien ou le mal source d'impulsion les alimentations électriques pour UMZCH (ci-après dénommées IIP) sortent du cadre de cet article. Personnellement, je pense qu'un SMPS correctement conçu, soudé et ajusté n'est pas pire (et à certains égards même meilleur) qu'un bloc d'alimentation classique avec un transformateur secteur.
Dans mon cas, l'utilisation de SMPS était nécessaire car je voulais caser mon ampli dans un boitier plat.
Avant de développer ce SMPS, j'ai étudié de nombreux circuits prêts à l'emploi disponibles sur le net et dans la littérature. Ainsi, parmi les radioamateurs, différentes variantes du circuit SMPS non stabilisé sur la puce IR2153 sont très populaires. L'avantage de ces régimes est un seul - la simplicité. Quant à la fiabilité, il n'en est rien - le CI lui-même n'a pas la fonction de protection contre les surcharges et de démarrage progressif pour charger les électrolytes de sortie, et l'ajout de ces fonctions prive le SMPS de son avantage - la simplicité. De plus, la mise en œuvre d'un démarrage progressif sur ce circuit intégré est extrêmement douteuse - elle ne permet pas de modifier la largeur d'impulsion, et les méthodes basées sur le changement de fréquence du circuit intégré sont inefficaces dans un SMPS demi-pont "normal" et sont applicables dans convertisseurs résonnants. D'une manière ou d'une autre, je ne voulais pas vraiment marteler les électrolytes et les touches avec d'énormes courants lorsque l'appareil était allumé.
La possibilité d'utiliser le célèbre IC TL494 a également été envisagée. Cependant, avec une étude plus approfondie de celui-ci, il s'est avéré que pour un fonctionnement fiable autour de ce circuit intégré, vous devrez accrocher un tas de toutes sortes de transistors, résistances, condensateurs et diodes. Et ce n'est "pas notre méthode" :-)
En conséquence, le choix s'est porté sur un microcircuit plus moderne et plus rapide appelé UC3825 (analogue russe de K1156EU2). Une description détaillée de ce circuit intégré peut être trouvée dans sa fiche technique russe et dans le magazine Radio.
- Contrôle MOSFET de puissance.
- Travaillez dans des appareils avec retour de tension et de courant.
- Fonctionne à des fréquences jusqu'à 1 MHz.
- Le délai de propagation du signal à travers le circuit est de 50ns.
- Sorties en demi-pont pour courant jusqu'à 1,5 A.
- Amplificateur d'erreur à large bande.
- La présence d'un verrou PWM.
- Limitation de courant dans chaque période.
- Démarrage en douceur. Limitation de la valeur de la durée maximale de l'impulsion de sortie.
- Protection contre les sous-tensions avec hystérésis.
- Coupure du circuit par un signal externe.
- Source de tension de référence précise (5,1 V +/- 1 %).
- Boîtier "DIP-16"
Eh bien, juste ce qu'il vous faut ! Considérons maintenant le PII lui-même.
Caractéristiques
Tension d'entrée, V.................................................. ....... 176…265;
Puissance de charge totale nominale, W .................... 217,5 ;
Le niveau du signal de contrôle auquel le bloc d'alimentation est allumé ......... Log. 1 CMOS ;
Niveau du signal auquel le bloc d'alimentation est éteint ..................<0,6 В или NC;
Efficacité à charge maximale,%............................................ .80 ;
Dimensions (LxlxH), mm ................................................ ... ............212x97x45
Tensions de sortie
schéma
Le schéma de principe du SMPS est illustré dans la figure.
Par son architecture, ce bloc d'alimentation ressemble au SMPS des ordinateurs au format ATX. La tension secteur via les fusibles FU1 et FU2 est fournie au filtre secteur et au transformateur de puissance de secours. L'utilisation de deux fusibles est nécessaire pour des raisons de sécurité - avec un fusible commun en cas de court-circuit dans l'enroulement T1, le courant dans son circuit ne suffira pas à griller ce fusible, et la puissance dégagée par le transformateur défaillant suffit à l'allumer.
Le filtre secteur contient une inductance à deux enroulements L1, des condensateurs X C1, C2 et des condensateurs Y C3, C4 et n'a pas de particularités. La varistance RV1 protège le SMPS des surtensions sur le réseau et lorsque la tension du réseau dépasse la valeur maximale autorisée.
La thermistance NTC RK1 limite le courant de charge du condensateur C5 lorsque le SMPS est connecté au réseau.
La tension redressée par le pont VD1 et lissée par le condensateur C5 est fournie à l'onduleur en demi-pont formé par les MOSFET VT1, VT2 et les condensateurs du diviseur capacitif C6, C7. La construction séparée du filtre d'entrée et du diviseur capacitif permet de faciliter le fonctionnement du condensateur à oxyde du filtre, qui a une valeur ESR relativement grande. Les résistances R5, R6 égalisent la tension aux bornes des condensateurs diviseurs.
Un transformateur d'impulsions de puissance T4 est inclus dans la diagonale du demi-pont.
Les circuits de sortie du SMPS contiennent des redresseurs sur les diodes VD5 - VD8, VD9 - VD12, une self de stabilisation de groupe (DGS) L3 et des filtres en forme de U C11 - C16, L4, L5 et C17 - C22, L6, L7. Les condensateurs céramiques C13, C14, C17, C18 facilitent le fonctionnement des électrolytes respectifs. Les résistances R11 - R14 créent la charge initiale nécessaire au fonctionnement normal du SMPS sur Ralenti.
Chaînes C8, R7 ; C9, R9; C10, R10 - amortissement. Ils limitent les émissions EMF de l'inductance de fuite auto-induite et réduisent les interférences générées par le SMPS.
Le circuit de commande ne tenait pas sur la carte principale, il a donc été assemblé en tant que module A1 sur une carte supplémentaire.
Comme vous l'avez probablement déjà deviné, sa base est la puce DA2 UC3825AN. Il est alimenté par un stabilisateur intégré sur Krenka DA1. Condensateurs C1 et C7 - filtre de puissance. Elles, selon LH, doivent être situées au plus près des conclusions correspondantes de DA2. Le condensateur C5 et la résistance R8 définissent la fréquence. Avec les calibres indiqués sur le schéma, la fréquence de conversion du PSU est approximativement égale à 56 kHz (la fréquence de fonctionnement du CI est 2 fois plus élevée - nous avons un SMPS push-pull). Le condensateur C4 définit la durée du démarrage progressif, dans ce cas - 78 ms. Le condensateur C2 filtre le bruit en sortie de la source de tension de référence. Les éléments C6, R9, R10 sont le circuit de compensation de l'amplificateur d'erreur et R4, R6 sont le diviseur de tension de sortie PSU, à partir duquel le signal de rétroaction est extrait.
La protection contre les surintensités est mise en œuvre sur le transformateur de courant T3. Le signal de son enroulement secondaire est redressé par un redresseur sur les diodes VD3, VD4 (carte principale). La résistance R8 (sur la carte principale) est la charge du transformateur de courant. Le signal de R8 à travers le circuit de filtrage R7, C3 (dans le module A1) est envoyé à l'entrée de limitation de courant DA2. Ce bloc d'alimentation implémente une limitation de courant par cycle, c'est-à-dire que le microcircuit ne permet pas au courant traversant les touches d'augmenter jusqu'à des valeurs dangereuses. Lorsque la tension atteint 1 V sur la broche 9, le microcircuit limite la largeur d'impulsion. Si un court-circuit se produit dans la charge et que le courant des touches augmente plus vite que DA2 n'a le temps de réagir, la tension sur la broche 9 dépassera 1,4 V. Le microcircuit décharge C4 et se coupe. Le courant dans le circuit de l'enroulement primaire disparaît et le microcircuit redémarre. Ainsi, lors d'un court-circuit dans la charge, le SMPS passe en mode "hoquet".
Les grilles des transistors à effet de champ sont commandées à l'aide du transformateur T2. À l'heure actuelle, l'utilisation de tout pilote haute tension d'amorçage tel que IR2110, etc. s'est généralisée.Cependant, l'inconvénient de ces microcircuits est que lorsqu'un élément tombe en panne, TOUTE la partie haute tension du bloc d'alimentation et les nœuds connectés galvaniquement à brûler (que j'ai dû rencontrer au cours d'expériences avec ces microcircuits). De plus, ces CI n'assurent pas une isolation galvanique du circuit de commande de la partie haute tension, ce qui est rédhibitoire pour l'architecture choisie. Vous pouvez en savoir plus sur les caractéristiques du contrôle de porte et télécharger un programme pour calculer le transformateur de contrôle.
Les diodes Schottky VD1 - VD4 du module A1 protègent les sorties du pilote de la puce de commande. Ceci est également facilité par la résistance R11.
Sur les éléments VT1, VT2, R1 - R5, un circuit de désactivation du SMPS est assemblé. Le but de tout cela est de court-circuiter C4, mettant ainsi la puce de contrôle en mode veille. De telles cloches et sifflets sont nécessaires pour un arrêt garanti du SMPS même si l'entrée d'arrêt est soudainement suspendue dans l'air (le pourcentage brûlé dans l'unité de contrôle, le fil s'est cassé) ou si l'alimentation de secours est tombée en panne. En d'autres termes, le fonctionnement de DA2 sera bloqué jusqu'à ce que l'alimentation lui soit appliquée et en même temps le niveau de journalisation n'est pas appliqué à l'entrée de commande du SMPS. une.
Le SMPS dispose d'une alimentation de secours qui peut être utilisée pour alimenter une unité de commande d'amplificateur avec une fonction de démarrage à distance.
La base de l'alimentation de secours est le transformateur T1. L'utilisation d'un transformateur 50 Hz "classique" augmente la fiabilité de l'appareil par rapport aux convertisseurs flyback d'impulsions largement utilisés dans les alimentations informatiques, qui meurent très souvent, créant divers effets pyrotechniques. Pourtant, la salle de garde suppose un travail 24 heures sur 24. La tension redressée par le pont VD2 et lissée par le condensateur C23 (environ 15 V) est fournie au module A1 et au convertisseur d'impulsions abaisseur (abaisseur) sur le célèbre MC34063 (analogue russe de K1156EU5AR). Vous pouvez lire sur ce mikruha dans LH. Quelqu'un dira, pourquoi de telles difficultés ? Qu'est-ce qui n'a pas plu à Krenka ? Le fait est que pour un fonctionnement normal de l'UC3825, un minimum de 12 V est nécessaire dans toute la plage de tensions secteur autorisée. À la tension maximale du réseau (il faut tout prendre en compte), la sortie du pont VD2 peut atteindre 18-20 V. De plus, si votre unité à microprocesseur consomme plus de 50 mA, Krenka se transformera en un gros le fourneau.
Le suppresseur VD14 protège la charge de service (votre unité de contrôle de microcontrôleur méga-complexe et super sophistiqué) en cas de panne de la source d'alimentation de secours (par exemple, si la clé MC34063 tombe en panne, tous les 15 V peuvent être à sa sortie ).
Construction et détails
Comme je n'aime pas la "morve" et que cet appareil aime le câblage correct, le SMPS est assemblé sur une carte de circuit imprimé simple face, dont la figure est illustrée ci-dessous:
Sur la carte principale, il y a deux cavaliers du fil MGTF - J1 sur le côté des pièces et J2 - sur le côté des pistes.
Comme indiqué plus haut, le circuit de commande ne tenait pas sur la carte principale et est donc monté sur une carte auxiliaire : 
L'utilisation d'éléments SMD ici n'est pas tant causée par le désir de créer un module ultra-petit et de compliquer la tâche d'achat d'éléments pour les radioamateurs de régions éloignées de Moscou, mais par les exigences de câblage des circuits haute fréquence autour de l'UC3825 . Grâce à l'utilisation d'éléments SMD, il a été possible de fabriquer tous les conducteurs imprimés d'une longueur minimale. Quiconque veut peut essayer de dessiner magnifiquement une écharpe pour des détails ordinaires - je n'ai pas réussi =))
Je note également que je déconseille fortement de s'écarter fortement de la disposition donnée de la carte, car le bloc d'alimentation peut soit commencer à "chier" en l'air, soit ne pas fonctionner du tout.
Maintenant pour les détails. Beaucoup d'entre eux peuvent être extraits de blocs d'alimentation informatiques défectueux ou obsolètes. La carte principale est conçue pour installer les résistances C2-23 (MLT, OMLT, etc.), les résistances R10, R13 et R14 sont importées (elles sont plus fines que les MLT). Condensateurs céramiques - K10-17B ou similaires importés, C25 doivent être en diélectrique NPO ou similaire, C6, C7 - film K73-17.
Les condensateurs d'antiparasitage C1, C2 doivent être de catégorie X2, et C3 et C4 - Y2. Pour ces derniers, cette exigence est obligatoire, car la sécurité électrique des SMPS en dépend. Condensateurs C8 - C10 - disque céramique haute tension importé. Vous pouvez mettre K15-5, mais ils sont plus grands, vous devrez corriger le tableau.
Tous les condensateurs à oxyde doivent avoir une faible résistance série équivalente (Low ESR). Les condensateurs de la série Jamicon WL feront l'affaire. Jamicon HS convient comme C5.
Choke L1 - à partir d'un bloc d'alimentation d'ordinateur, arraché à un endroit similaire. Le mien avait "YX EE-25-02" écrit dessus. Chokes L2, L4, L5 - standard sur les haltères d'un diamètre de 9 mm, par exemple la série RLB0914. L'inducteur L2 doit être évalué pour un courant d'au moins 0,8 A, L4, L5 - au moins 0,5 A. Les inducteurs L6 et L7 sont enroulés sur des anneaux T72 (K18,3x7,11x6,60) à partir de fer atomisé grade -26 (jaune- blanche). J'ai utilisé des tours prêts à l'emploi, donc je ne sais pas combien de tours il y a, mais si vous le souhaitez, le nombre de tours peut être calculé dans le programme DrosselRing. L'inductance mesurée de mes selfs est de 287uH.
Les transistors VT1, VT2 sont des MOSFET à canal n avec une tension drain-source d'au moins 500 V et un courant de drain d'au moins 8 A. Vous devez choisir des transistors avec une résistance de canal ouvert minimale (Rds_on) et une charge de grille minimale.
Pont VD1 - n'importe lequel pour 800-1000 V, 6A, VD2 - n'importe lequel> 50V, 1A. Comme VD3, VD4 convient à KD522. Diodes VD5 - VD8 - Schottky pour une tension d'au moins 80 V et un courant d'au moins 1 A, VD9 - VD12 - à grande vitesse (ultrarapide) pour une tension d'au moins 200 V, un courant de 10 ... 15 A et un temps de récupération inverse ne dépassant pas 35 ns (dans le cas extrême 75…50 ns). Ce sera absolument magnifique si vous trouvez Schottky pour une telle tension. Diode VD13 - tout Schottky 40 V, 1A.
Le module A1 utilise des résistances et des condensateurs SMD de taille 0805. Le cavalier 0805 est installé en position J1. C5 doit être en diélectrique NPO ou similaire, C6 - pas pire que X7R. C1 - tantale de type C ou D - les tampons sur la carte sont conçus pour l'un d'entre eux. Transistors VT1, VT2 - n'importe quel n-p-n dans le package SOT23. Diodes VD1 - VD4 - tout Schottky pour un courant de 3A dans le boîtier SMC. DA1 peut être remplacé par 7812.
XP3 - connecteur de la carte mère ATX.
Transformateur T1 type TP121-8, TP131-8. Tout avec une tension de sortie sous charge de 15 V fera l'affaire et puissance 4.5 VIRGINIE. Les données d'enroulement d'autres éléments inductifs sont présentées ci-dessous.
Transformateur de contrôle T2
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Enroulement |
N° de contact (N-K) |
Nombre de tours |
Le fil |
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Noyau magnétique |
Anneau ferrite T90 (K22,9x14,0x9,53) vert, u=4600 |
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Chacun des enroulements occupe 1 couche et est uniformément réparti sur l'anneau. Tout d'abord, l'enroulement I est enroulé et recouvert d'une couche d'isolant, par exemple un ruban fluoroplastique ou un tissu verni. L'isolation de cet enroulement détermine la sécurité du SMPS. Ensuite, les enroulements II et III sont enroulés. L'anneau est collé verticalement sur une douille en plastique avec des contacts, qui est ensuite soudée dans la carte. Il convient de noter que pour un fonctionnement normal, ce transformateur doit avoir une inductance de fuite minimale, de sorte que son noyau doit être toroïdal et avec une perméabilité magnétique maximale. J'ai essayé d'enrouler cette transe sur le noyau E20 / 10/6 de N67 - les impulsions de grille avaient des surtensions qui ont ouvert le deuxième transistor en demi-pont: 
Graphique bleu - impulsions à la grille de VT2, jaune - tension au drain de VT2.
DE transformateur toroïdal, enroulé comme décrit ci-dessus, la forme d'onde ressemble à ceci :
Lors du montage du transformateur de commande, il est nécessaire de respecter la mise en phase des enroulements ! Si la mise en phase est incorrecte, les transistors en demi-pont grilleront lors de la mise sous tension !
Transformateur de courant T3
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Enroulement |
N° de contact (N-K) |
Nombre de tours |
Le fil |
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Noyau magnétique |
2 bagues K12x8x6 en ferrite M3000NM |
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L'enroulement II est enroulé en 2 fils, après enroulement, la fin d'un demi-enroulement est connectée au début de l'autre et au contact 2. L'enroulement I est un morceau de fil passé à travers un anneau en forme de lettre "P". Pour augmenter la résistance électrique et mécanique de l'isolant, un tube en fluoroplastique est posé sur le fil.
Transformateur d'impulsions de puissance T4
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Enroulement |
N° de contact (N-K) |
Nombre de tours |
Le fil |
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3xPEV-2 0,41 |
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5xPEV-2 0,41 |
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Noyau magnétique |
EI 33,0/24,0/12,7/9,7 en ferrite PC40 TDK |
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Le transformateur est calculé dans le programme ExcellentIT(5000) . Le noyau est retiré du bloc d'alimentation de l'ordinateur. Tout d'abord, la première moitié de l'enroulement I est enroulée.Une couche d'isolant est posée dessus (j'utilise un film de lavsan d'un photorésist) et un écran est une bobine ouverte de ruban de cuivre enveloppé de ruban adhésif. Le blindage est relié à la borne 2 du transformateur. Ensuite, plusieurs couches de film ou de tissu verni sont placées et l'enroulement III est enroulé avec un faisceau de 10 fils. Il est nécessaire d'enrouler d'un tour à l'autre, en serrant le faisceau avec les doigts pour que les 10 fils soient disposés dans une rangée - sinon il ne rentrera pas. L'extrémité d'un demi-enroulement (5 fils) est reliée au début de l'autre et à la borne 11 du châssis. L'enroulement III est recouvert d'une couche de film lavsan, au-dessus de laquelle l'enroulement II est posé de la même manière que III. Après cela, plusieurs autres couches de film ou de tissu verni sont posées, une bobine ouverte de feuille de cuivre isolée connectée à la borne 2, une couche de film et la seconde moitié de l'enroulement primaire est enroulée.
Un tel bobinage du transformateur permet de réduire d'un facteur quatre l'inductance de fuite.
Des tubes en fluoroplastique sont posés sur tous les conducteurs de l'enroulement primaire.
Accélérateur de stabilisation de groupeL3
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Enroulement |
Nombre de tours |
Le fil |
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Noyau magnétique |
Anneau T106 (K26.9x14.5x11.1) en fer pulvérisé -26 (jaune-blanc) |
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Le GHS a été calculé à l'aide du programme CalcGRI.
Tout d'abord, les enroulements L3.3 et L3.4 sont enroulés simultanément en 2 fils. Ils prendront 2 couches. Les enroulements L3.1 et L3.2 sont également enroulés au-dessus d'eux en une seule couche. Lors du montage du DHS sur la carte, il est nécessaire de respecter le phasage des bobinages !
Les transistors VT1, VT2 sont montés sur un dissipateur nervuré en aluminium de dimensions 60x15x40 mm et d'une surface de 124 cm2. Les diodes VD9 - VD12 sont installées sur un radiateur similaire avec des dimensions de 83x15x40 mm et une surface de 191 cm2. Avec la zone spécifiée de dissipateurs de chaleur, l'alimentation est capable de fonctionner longtemps sous une charge constante ne dépassant pas 100 W! Si le SMPS est censé être utilisé non pas pour un amplificateur, mais pour alimenter une charge avec une consommation électrique constante jusqu'à 200 W, la surface des radiateurs doit être augmentée ou un refroidissement forcé doit être appliqué !
L'IIP assemblé ressemble à ceci :
Assemblage et mise en place
Tout d'abord, tous les éléments sont installés sur la carte, à l'exception de VD1, VT1, VT2, T4, R7, C8, FU1. Connectez le SMPS au réseau et vérifiez la tension +5 V sur la broche 11 du connecteur XP3. Après cela, les broches 1 et 11 du connecteur XP3 sont connectées et un oscilloscope à deux faisceaux est connecté en parallèle avec les résistances R3 et R4 (masse oscillante aux extrémités inférieures des résistances, sondes de signal aux extrémités supérieures. Vous ne pouvez pas faites-le avec les transistors installés et alimentés !!!). La forme d'onde devrait ressembler à ceci :
Si soudainement vos impulsions se sont avérées en phase, alors vous vous êtes trompé en dessoudant les enroulements du transformateur T2. Échangez le début et la fin de l'enroulement inférieur ou supérieur. Si cela n'est pas fait, alors lorsque vous allumez le SMPS avec les touches, il y aura un grand salut coloré :-)
Si vous n'avez pas d'oscilloscope à deux faisceaux, vous pouvez vérifier tour à tour la forme et la présence d'impulsions à faisceau unique, mais vous ne pouvez compter que sur vos propres soins lors du câblage du transformateur T4.
Si vous n'avez toujours pas explosé, que vous n'avez pas chauffé, qu'il y a des impulsions et que vous êtes correctement phasé, vous pouvez souder tous les éléments manquants et effectuer le premier allumage. Juste au cas où, je recommande de le faire avec l'ampoule de 150 watts d'Ilyich (si vous pouvez l'acheter : D). Dans le bon sens, pour ne rien brûler, il faut bien sûr l'inclure dans le disjoncteur entre le plus C5 et le demi-pont. Mais puisque nous avons circuit imprimé, c'est difficile à faire. Lorsqu'il est inclus dans la rupture du fil de réseau, il est peu utile, mais toujours plus calme)). Nous allumons le SMPS au ralenti et mesurons les tensions de sortie. Ils doivent être approximativement égaux à la valeur nominale.
On connecte une charge de 100 W entre les sorties "+25 V" et "-25 V". À ces fins, il est pratique d'utiliser une bouilloire ordinaire 220 V 2,2kW en le remplissant d'abord d'eau. Une bouilloire charge le SMPS d'environ 90 à 100 watts. Nous mesurons à nouveau la tension de sortie. S'ils diffèrent sensiblement des valeurs nominales, nous les conduisons dans des limites acceptables en sélectionnant les résistances R4 et R6 dans le module A1.
Si le SMPS est instable - la tension de sortie fluctue avec une certaine fréquence, il est nécessaire de sélectionner les éléments de compensation de rétroaction C6, R9, R10. Une augmentation de la capacité de C10 augmente l'inertie du SMPS et augmente la stabilité, cependant, une augmentation excessive de sa capacité ralentira le système d'exploitation et augmentera l'ondulation de la tension de sortie. Vous pouvez maintenant tester le SMPS à charge maximale. Si le SMPS démarre de manière instable sous charge ou passe en mode «hoquet», vous pouvez essayer d'augmenter la capacité du condensateur C3, mais je ne recommande pas de vous laisser trop emporter par cela - cela entraînera une diminution de la vitesse de la protection actuelle et une augmentation des surcharges de choc des éléments SMPS lors d'un court-circuit. Vous pouvez également essayer de réduire la valeur de R8. Avec la valeur indiquée sur le schéma, la protection se déclenche lorsque l'amplitude du courant de l'enroulement primaire T4 est d'environ 5 A. Au passage, je dirai que le courant de drain maximal admissible des transistors utilisés est de 8 A.
Si maintenant rien n'a explosé, tous les transistors et condensateurs sont restés à leur place, l'alimentation satisfait aux caractéristiques données au début de l'article et la bouilloire s'est réchauffée, nous connectons un amplificateur au bloc d'alimentation et profitons de la musique tout en buvant du thé fraîchement préparé :-)
PS : j'ai testé mon SMPS avec un ampli LM3886. Je n'ai pas remarqué de bruit de fond dans les haut-parleurs (ce qui n'est pas le cas des haut-parleurs d'ordinateur avec un transformateur "classique"). J'ai vraiment aimé le son.
Bonne assemblée !
Littérature
- Schémas des contrôleurs PWM K1156EU2, K1156EU3 http://www.sitsemi.ru/kat/1156eu23.pdf
- Régulateurs de largeur d'impulsion des séries KR1156EU2 et KR1156EU3. - Radio, 2003, n° 6, p. 47 - 50.
- Développement et application de circuits de commande à grande vitesse pour les transistors à effet de champ de puissance http://valvolodin.narod.ru/articles/FETsCntr.pdf
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Contrairement aux alimentations linéaires traditionnelles, qui supposent l'amortissement d'une tension non stabilisée excessive sur l'élément traversant linéaire, les alimentations pulsées utilisent d'autres méthodes et phénomènes physiques pour générer une tension stabilisée, à savoir : l'effet de l'accumulation d'énergie dans les inducteurs, ainsi que la possibilité de transformation à haute fréquence et la conversion de l'énergie stockée en pression constante. Il existe trois schémas typiques pour construire des alimentations pulsées (voir Fig. 3.4-1): élévateur (la tension de sortie est supérieure à l'entrée), abaisseur (la tension de sortie est inférieure à l'entrée) et inverseur (la tension de sortie a l'opposé polarité par rapport à l'entrée). Comme on peut le voir sur la figure, ils ne diffèrent que par la manière de connecter l'inductance, sinon le principe de fonctionnement reste inchangé, à savoir.
Un élément clé (généralement des transistors bipolaires ou MIS sont utilisés), fonctionnant à une fréquence de l'ordre de 20-100 kHz, périodiquement pendant une courte période (pas plus de 50% du temps) est appliqué
donne à l'inducteur la pleine tension d'entrée non régulée. courant d'impulsion. traversant la bobine, assure l'accumulation d'énergie dans son champ magnétique 1/2LI^2 à chaque impulsion. L'énergie ainsi stockée depuis la bobine est transférée à la charge (soit directement, à l'aide d'une diode de redressement, soit via l'enroulement secondaire puis redressée), le condensateur de filtrage de lissage de sortie garantit que la tension et le courant de sortie sont constants. La stabilisation de la tension de sortie est assurée par un réglage automatique de la largeur ou de la fréquence des impulsions sur l'élément clé (le circuit de rétroaction est conçu pour surveiller la tension de sortie).
Ce schéma, bien que plutôt complexe, peut augmenter considérablement l'efficacité de l'ensemble du dispositif. Le fait est que, dans ce cas, en plus de la charge elle-même, il n'y a pas d'éléments de puissance dans le circuit qui dissipent une puissance importante. Les transistors à clé fonctionnent dans un mode clé saturé (c'est-à-dire que la chute de tension à travers eux est faible) et ne dissipent la puissance que dans des intervalles de temps assez courts (le temps de l'impulsion). De plus, en augmentant la fréquence de conversion, vous pouvez augmenter considérablement la puissance et améliorer les caractéristiques de poids et de taille.
Un avantage technologique important de l'IP pulsé est la possibilité de construire sur leur base un réseau IP de petite taille avec une isolation galvanique du réseau pour alimenter une grande variété d'équipements. De tels IP sont construits sans l'utilisation d'un transformateur de puissance basse fréquence encombrant selon le circuit convertisseur haute fréquence. Il s'agit en fait d'un circuit typique d'alimentation pulsée avec réduction de tension, où une tension secteur redressée est utilisée comme tension d'entrée, et un transformateur haute fréquence (de petite taille et à haut rendement) est utilisé comme élément de stockage, de l'enroulement secondaire duquel la tension stabilisée de sortie est retirée (ce transformateur assure également l'isolation galvanique du réseau).
Les inconvénients des alimentations pulsées comprennent: la présence d'un niveau élevé de bruit impulsionnel à la sortie, une grande complexité et une faible fiabilité (en particulier dans la production artisanale), la nécessité d'utiliser des composants haute tension haute fréquence coûteux, qui, dans le cas du moindre dysfonctionnement, échouent facilement "en masse" (avec cela, en règle générale, on peut observer des effets pyrotechniques impressionnants). Ceux qui aiment plonger dans l'intérieur des appareils avec un tournevis et un fer à souder devront être extrêmement prudents lors de la conception d'un réseau IP pulsé, car de nombreux éléments de ces circuits sont sous haute tension.
3.4.1 Régulateur à découpage efficace à faible sophistication
Sur la base de l'élément, similaire à celle utilisée dans le stabilisateur linéaire décrit ci-dessus (Fig. 3.3-3), vous pouvez construire un régulateur de tension de commutation. Avec les mêmes caractéristiques, il aura des dimensions nettement plus petites et de meilleures conditions thermiques. Un schéma d'un tel stabilisateur est illustré à la fig. 3.4-2. Le stabilisateur est assemblé selon un schéma typique avec une chute de tension (Fig. 3.4-1a).
Lors de la première mise sous tension, lorsque le condensateur C4 est déchargé et qu'une charge suffisamment puissante est connectée à la sortie, le courant traverse le régulateur linéaire IC DA1. La chute de tension aux bornes de R1 provoquée par ce courant déverrouille le transistor clé VT1, qui passe immédiatement en mode de saturation, puisque la résistance inductive L1 est grande et qu'un courant suffisamment important traverse le transistor. La chute de tension aux bornes de R5 ouvre l'élément clé principal - le transistor VT2. Courant. croissant en L1, charge C4, tout en écrivant à travers les commentaires sur R8
avant le stabilisateur et le transistor clé. L'énergie stockée dans la bobine alimente la charge. Lorsque la tension en C4 chute en dessous de la tension de stabilisation, DA1 et le transistor clé s'ouvrent. Le cycle est répété à une fréquence de 20-30 kHz.
Chaîne R3. R4, C2 définiront le niveau de tension de sortie. Il peut être ajusté en douceur dans une petite plage, de Uct DA1 à Uin. Cependant, si Uout est élevé près de Uin, il y a une certaine instabilité à charge maximale et niveau élevé pulsations. Pour supprimer les ondulations haute fréquence, un filtre L2, C5 est inclus en sortie du stabilisateur.
Le schéma est assez simple et le plus efficace pour ce niveau de complexité. Tous les éléments de puissance VT1, VT2, VD1, DA1 sont fournis avec de petits radiateurs. La tension d'entrée ne doit pas dépasser 30 V, ce qui est le maximum pour les stabilisateurs KR142EN8. Les diodes de redressement doivent être utilisées pour un courant d'au moins 3 A.
3.4.2 Dispositif d'alimentation sans interruption basé sur un régulateur à découpage
Sur la fig. 3.4-3 il est proposé d'examiner un dispositif pour Alimentation sans interruption systèmes de sécurité et de vidéosurveillance basés sur un stabilisateur d'impulsions associé à un chargeur. Le stabilisateur comprend des systèmes de protection contre les surcharges, les surchauffes, les surtensions de sortie, les courts-circuits.
Le stabilisateur a les paramètres suivants :
Tension d'entrée, Vvx - 20-30 V :
Tension de sortie stabilisée, Uvyx-12V :
Courant de charge nominal, Icharge nominale -5A ;
Courant de fonctionnement du système de protection contre une surcharge, Izasch - 7A ;.
Tension de fonctionnement du système de protection contre les surtensions, protection Uout - 13 V ;
Courant de charge maximal de la batterie, batterie Izar max - 0,7 A ;
Niveau d'ondulation. Impulsion ascendante - 100 mV
Température de fonctionnement du système de protection contre la surchauffe, Тzasch - 120 A;
Vitesse de commutation sur batterie, tswitch - 10ms (relais RES-b RFO.452.112).
Le principe de fonctionnement du stabilisateur de commutation dans le dispositif décrit est le même que celui du stabilisateur présenté ci-dessus.
Dispositif augmenté chargeur réalisés sur les éléments DA2, R7, R8, R9, R10, VD2, C7. Régulateur de tension IC DA2 avec diviseur de courant sur R7. R8 limite le courant de charge initial maximal, le diviseur R9, R10 définit la tension de sortie de charge, la diode VD2 protège la batterie de l'autodécharge en l'absence de tension d'alimentation.
La protection contre la surchauffe utilise la thermistance R16 comme capteur de température. Lorsque la protection est déclenchée, le dispositif de signalisation sonore monté sur l'IC DD 1 est allumé et, en même temps, la charge est déconnectée du stabilisateur, passant à l'alimentation par batterie. La thermistance est montée sur le radiateur du transistor VT1. Le réglage précis du niveau de fonctionnement de la protection de température est effectué par la résistance R18.
Le capteur de tension est monté sur un diviseur R13, R15. la résistance R15 définit le niveau exact de fonctionnement de la protection contre les surtensions (13 V). Lorsque la tension en sortie du stabilisateur est dépassée (en cas de défaillance du dernier), le relais S1 déconnecte la charge du stabilisateur et la relie à la batterie. En cas de coupure de courant, le relais S1 passe à l'état "défaut", c'est-à-dire relie la charge à la batterie.
Le circuit illustré ici n'a pas de protection électronique contre les courts-circuits pour la batterie. ce rôle est assuré par un fusible dans le circuit de puissance de charge, conçu pour la consommation de courant maximale.
3.4.3 Alimentations basées sur un convertisseur d'impulsions haute fréquence
Très souvent, lors de la conception d'appareils, la taille de la source d'alimentation est soumise à des exigences strictes. Dans ce cas, la seule issue est d'utiliser une alimentation basée sur des convertisseurs d'impulsions haute tension haute fréquence. qui sont connectés au réseau ~ 220 V sans l'utilisation d'un transformateur abaisseur basse fréquence global et peuvent fournir une puissance élevée avec de petites dimensions et une dissipation thermique.
Schéma structurel d'un type convertisseur d'impulsions alimenté par un réseau industriel est illustré à la Figure 34-4.
Le filtre d'entrée est conçu pour empêcher la pénétration de bruit impulsionnel dans le réseau. Les interrupteurs de puissance assurent la fourniture d'impulsions haute tension à l'enroulement primaire d'un transformateur haute fréquence (simple et
circuits duplex). La fréquence et la durée des impulsions sont définies par un générateur contrôlé (généralement, le contrôle de la largeur d'impulsion est utilisé, moins souvent - la fréquence). Contrairement aux transformateurs sinusoïdaux basse fréquence, les alimentations pulsées utilisent des dispositifs à large bande pour fournir un transfert de puissance efficace sur les signaux à fronts rapides. Cela impose des exigences importantes sur le type de circuit magnétique utilisé et la conception du transformateur. D'autre part, avec l'augmentation de la fréquence, les dimensions requises du transformateur (tout en maintenant la puissance transmise) diminuent (les matériaux modernes permettent de construire des transformateurs puissants avec un rendement acceptable à des fréquences allant jusqu'à 100-400 kHz). Une caractéristique du redresseur de sortie est l'utilisation non pas de diodes de puissance ordinaires, mais de diodes Schottky à grande vitesse, ce qui est dû à la fréquence élevée de la tension redressée. Le filtre de sortie lisse l'ondulation de la tension de sortie. La tension de retour est comparée à la tension de référence et contrôle ensuite le générateur. Faites attention à la présence d'une isolation galvanique dans le circuit de rétroaction, ce qui est nécessaire si nous voulons assurer l'isolation de la tension de sortie du réseau.
Dans la fabrication d'une telle IP, il existe de sérieuses exigences pour les composants utilisés (ce qui augmente leur coût par rapport aux composants traditionnels). Premièrement, il s'agit de la tension de fonctionnement des diodes de redressement, des condensateurs de filtrage et des transistors clés, qui ne doit pas être inférieure à 350 V afin d'éviter les pannes. Deuxièmement, des transistors à clé haute fréquence (fréquence de fonctionnement 20-100 kHz) et des condensateurs céramiques spéciaux doivent être utilisés (les électrolytes à oxyde ordinaires surchaufferont à haute fréquence en raison de leur inductance élevée).
activité). Et troisièmement, la fréquence de saturation d'un transformateur haute fréquence, déterminée par le type de circuit magnétique utilisé (en règle générale, des noyaux toroïdaux sont utilisés) doit être nettement supérieure à la fréquence de fonctionnement du convertisseur.
Sur la fig. 3.4-5 montre un schéma de principe d'un IP classique basé sur un convertisseur haute fréquence. Le filtre, composé des condensateurs C1, C2, C3 et des selfs L1, L2, sert à protéger l'alimentation des interférences haute fréquence du convertisseur. Le générateur est construit selon un circuit auto-oscillant et est combiné avec un étage clé. Les transistors clés VT1 et VT2 fonctionnent en antiphase, s'ouvrant et se fermant tour à tour. Le démarrage du générateur et un fonctionnement fiable sont assurés par le transistor VT3, qui fonctionne en mode de claquage par avalanche. Lorsque la tension sur C6 monte à travers R3, le transistor s'ouvre et le condensateur est déchargé à la base de VT2, démarrant le générateur. La tension de rétroaction est supprimée de l'enroulement supplémentaire (III) du transformateur de puissance Tpl.
Transistors VT1. VT2 est installé sur des radiateurs à plaques d'au moins 100 cm ^ 2. Les diodes VD2-VD5 à barrière Schottky sont placées sur un petit radiateur 5 cm ^ 2. Données self et transformateur : L1-1. L2 est bobiné sur des anneaux en ferrite 2000NM K12x8x3 en deux fils avec un fil PELSHO 0.25 : 20 tours. TP1 - sur deux anneaux assemblés, ferrite 2000NN KZ 1x18.5x7 ;
enroulement 1 - 82 spires avec fil PEV-2 0,5 : enroulement II - 25 + 25 spires avec fil PEV-2 1,0 : enroulement III - 2 spires avec fil PEV-2 0,3. TP2 est bobiné sur un anneau de ferrite 2000NN K10x6x5. tous les bobinages sont réalisés avec du fil PEV-2 0.3 : bobinage 1 - 10 tours :
enroulements II et III - 6 tours chacun, les deux enroulements (II et III) sont enroulés de manière à occuper 50% de la surface de l'anneau sans se toucher ni se chevaucher, l'enroulement I est enroulé uniformément autour de l'anneau entier et isolé avec un couche de tissu verni. Les bobines de filtre redresseur L3, L4 sont enroulées sur de la ferrite 2000NM K 12x8x3 avec un fil PEV-2 1.0, le nombre de tours est de 30. KT809A peut être utilisé comme transistors clés VT1, VT2. KT812, KT841.
Les caractéristiques des éléments et les données d'enroulement des transformateurs sont données pour une tension de sortie de 35 V. Dans le cas où d'autres paramètres de fonctionnement sont requis, le nombre de tours dans l'enroulement 2 Tr1 doit être modifié en conséquence.
Le circuit décrit présente des inconvénients importants dus à la volonté de minimiser le nombre de composants utilisés. Il s'agit d'un faible niveau de stabilisation de la tension de sortie, d'un fonctionnement instable et peu fiable et d'un faible courant de sortie. Cependant, il convient tout à fait à l'alimentation de structures simples de puissance différente (lors de l'utilisation de composants appropriés), tels que: calculatrices, appelants, luminaires, etc.
Un autre circuit IP basé sur un convertisseur d'impulsions haute fréquence est illustré à la fig. 3.4-6. La principale différence entre ce circuit et la structure standard illustrée à la Fig. 3.4-4 est l'absence d'une boucle de rétroaction. À cet égard, la stabilité de la tension aux enroulements de sortie du transformateur RF Tr2 est assez faible et l'utilisation de stabilisateurs secondaires est nécessaire (le circuit utilise des stabilisateurs intégrés universels sur les circuits intégrés de la série KR142).
3.4.4 Régulateur à découpage avec un transistor MIS à clé avec détection de courant.
La miniaturisation et l'augmentation de l'efficacité dans le développement et la conception des alimentations à découpage sont favorisées par l'utilisation d'une nouvelle classe d'onduleurs à semi-conducteurs - les transistors MOS, ainsi que: les diodes haute puissance à récupération inverse rapide, les diodes Schottky, les diodes ultra-rapides , transistors à effet de champ à grille isolée, circuits intégrés de commande d'éléments clés. Tous ces éléments sont disponibles sur le marché intérieur et peuvent être utilisés dans la conception d'alimentations, de convertisseurs, de systèmes d'allumage de moteurs à hautes performances. combustion interne(ICE), systèmes d'amorçage de lampes lumière du jour(LDS). Une classe de dispositifs de puissance appelés HEXSense - transistors MIS avec détection de courant peut également être d'un grand intérêt pour les développeurs. Ce sont des éléments de commutation idéaux pour les alimentations à découpage prêtes à l'emploi. La capacité de lire le courant du transistor de commutation peut être utilisée dans les alimentations pulsées pour le retour de courant requis par le contrôleur PWM. Cela permet de simplifier la conception de l'alimentation - l'exclusion des résistances et des transformateurs de courant.
Sur la fig. 3.4-7 montre un schéma d'une alimentation à découpage de 230 W. Ses principales caractéristiques de performance sont les suivantes :
Tension d'entrée : -110V 60Hz :
Tension de sortie : 48 Vcc :
Courant de charge : 4,8 A :
Fréquence de découpage : 110 kHz :
Efficacité à pleine charge : 78%;
Rendement à 1/3 de charge : 83 %.
Le circuit est basé sur un modulateur de largeur d'impulsion (PWM) avec un convertisseur haute fréquence en sortie. Le principe de fonctionnement est le suivant.
Le signal de commande du transistor clé provient de la sortie 6 du contrôleur PWM DA1, le rapport cyclique est limité à 50% par la résistance R4, R4 et SZ sont les éléments de temporisation du générateur. L'alimentation DA1 est assurée par la chaîne VD5, C5, C6, R6. La résistance R6 est conçue pour fournir une tension lors du démarrage du générateur, par la suite, le retour de tension est activé via LI, VD5. Cette rétroaction est obtenue à partir d'un enroulement supplémentaire dans la self de sortie, qui fonctionne en mode flyback. En plus d'alimenter le générateur, la tension de retour à travers la chaîne VD4, Cl, Rl, R2 est envoyée à l'entrée de retour de tension DA1 (broche 2). A travers R3 et C2, une compensation est fournie qui garantit la stabilité de la boucle de rétroaction.
Sur la base de ce schéma, il est possible de construire des stabilisateurs de commutation avec d'autres paramètres de sortie.
La figure montre le circuit convertisseur courant continu 12V à 180V. Ce régime peut être utilisé comme source d'alimentation pour les indicateurs à décharge (pour l'alimentation des indicateurs à décharge (type IN), une tension constante ou pulsée de 100 ... 200 V est nécessaire.). Le schéma est assez simple, contient un ensemble minimum d'éléments. Le générateur est assemblé sur une puce de minuterie NE555N, la sortie du générateur contrôle la porte du canal N transistor à effet de champ, […]
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SCHÉMA PRINCIPAL DE L'ALIMENTATION PULSÉE
L'ORDINATEUR
L'ARTICLE EST PRÉPARÉ SUR LA BASE DU LIVRE DE A. V. GOLOVKOV et V. B LYUBITSKY "ALIMENTATIONS POUR MODULES SYSTÈME DU TYPE IBM PC-XT/AT" MAISON D'ÉDITION "LAD i N"
Résumant tout ce qui a été dit, dans un souci d'exhaustivité, nous donnerons une description complète à titre d'exemple schéma pour l'une des alimentations à découpage de 200 watts (fabriquées par Taiwan PS6220C) (Fig. 56).
La tension secteur alternative est fournie via l'interrupteur secteur PWR SW via le fusible secteur F101 4A, les filtres antiparasites formés par les éléments C101, R101, L101, C104, C103, C102 et les selfs AND 02, L103 pour :
connecteur de sortie à trois broches, auquel le câble d'alimentation de l'écran peut être connecté ;
connecteur bipolaire JP1 dont le pendant est situé sur la carte.
Depuis le connecteur JP1, la tension secteur AC est fournie à :
circuit de redressement en pont BR1 à travers la thermistance THR1 ;
l'enroulement primaire du transformateur de démarrage T1.
Figure 56. Schéma de principe de l'alimentation à découpage de l'onduleur PS-6220C