Émetteur-récepteur fait maison. Schéma de principe d'un émetteur-récepteur HF avec modulation SSB Circuits imprimés d'émetteur-récepteur simple Lozovik


Considérez les 3 meilleurs circuits émetteurs-récepteurs fonctionnels. Le premier projet consiste à créer le dispositif le plus simple. Selon le deuxième schéma, vous pouvez assembler un émetteur-récepteur HF fonctionnel à 28 MHz avec une puissance d'émission de 0,4 W. Le troisième modèle est un émetteur-récepteur à tube semi-conducteur. Trions ça dans l'ordre.

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Un émetteur-récepteur simple et fait maison: schéma et installation à faire soi-même

Le mot émetteur-récepteur pour de nombreux radioamateurs novices est associé à un appareil complexe. Mais il existe des circuits qui, n'ayant que 4 transistors, sont capables d'assurer une communication sur des centaines de kilomètres en mode télégraphique.

Initialement, le schéma de principe de l'émetteur-récepteur présenté ci-dessous a été conçu pour des casques à haute impédance. J'ai du refaire un peu l'ampli pour qu'il puisse fonctionner avec des casques basse impédance 32 ohms.

Schéma de principe d'un simple émetteur-récepteur de 80 m

Données de bobine de contour :

  1. La bobine L2 a une inductance de 3,6 μH - c'est 28 tours sur une jante de 8 mm, avec un noyau de trimmer.
  2. Accélérateur - standard.


Comment configurer l'émetteur-récepteur ?

L'émetteur-récepteur n'a pas besoin d'une configuration particulièrement compliquée. Tout est simple et accessible :

Nous commençons par l'ULF, en sélectionnant la résistance R5, nous l'installons sur le collecteur du transistor + 2V et vérifions les performances de l'amplificateur en touchant l'entrée avec une pince à épiler - le fond doit être entendu dans les écouteurs.

Ensuite, nous procédons à la mise en place de l'oscillateur à cristal, nous nous assurons que la génération est activée (cela peut être fait à l'aide d'un fréquencemètre ou d'un oscilloscope en supprimant le signal de l'émetteur vt1).

L'étape suivante consiste à configurer l'émetteur-récepteur pour la transmission. Au lieu d'une antenne, nous accrochons un équivalent - une résistance de 50 Ohm 1 W. En parallèle, nous y connectons un voltmètre RF, tout en allumant l'émetteur-récepteur pour la transmission (en appuyant sur la touche), nous commençons à faire tourner le noyau de la bobine L2 en fonction des lectures du voltmètre RF et obtenons une résonance.

C'est fondamentalement ça! Il ne faut pas mettre un transistor de sortie puissant, avec une augmentation de puissance, toutes sortes de sifflements et d'excitations apparaissent. Ce transistor joue deux rôles - en tant que mélangeur lors de la réception et en tant qu'amplificateur de puissance lors de la transmission, donc kt603 sera ici derrière les yeux.

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Et enfin, une photo de la structure elle-même :


Comme les fréquences de fonctionnement ne sont que de quelques mégahertz, tous les transistors RF de la structure correspondante peuvent être utilisés.

Le circuit imprimé est téléchargeable ci-dessous :

Téléchargements :

Émetteur-récepteur HF à 28 MHz avec une puissance d'émission de 0,4 W

Considérez en détail schémaémetteur-récepteur à ondes courtes maison pour une gamme de fréquences de 28 MHz, avec une puissance de sortie d'émetteur de 400 milliwatts.

Schéma de principe de l'émetteur-récepteur


Le récepteur émetteur-récepteur est un détecteur super-régénératif classique. Sa seule caractéristique est Resistance variable R11 qui facilite la mise en place. Si vous le souhaitez, il peut être amené à panneau avantémetteur-récepteur.

La sensibilité du récepteur est augmentée grâce à l'utilisation de la puce K174UN4B dans l'amplificateur 34, qui, lorsqu'il est alimenté par une batterie de 4,5 V, développe une puissance de 400 mW.

Le circuit du haut-parleur est connecté au moins de la source d'alimentation, ce qui a permis de simplifier la commutation avec le circuit du microphone et d'utiliser un bouton apparié, qui éteint l'alimentation du haut-parleur et du récepteur en mode émission, et connecte l'alimentation du microphone et de l'émetteur en mode de réception. Dans le schéma, le bouton SA1 est représenté en position de réception.

  • Régime maison
L'émetteur est monté sur deux transistors et est un auto-oscillateur push-pull avec stabilisation à quartz dans le circuit de rétroaction. La fréquence relativement stable de l'oscillateur permet, avec une faible puissance d'émission, d'atteindre un rayon de communication suffisamment grand avec le même type de station radio.

Détails et construction d'un émetteur-récepteur HF

L'émetteur-récepteur utilise des résistances MLT-0.125 et des condensateurs K50-6.

Le transistor VT1 peut être remplacé par GT311Zh, KT312V et les transistors VT2, VT3 - par GT308V, P403. Les conditions de remplacement des transistors sont les suivantes : VT1 doit avoir le gain le plus élevé possible à la fréquence de coupure, et les transistors VT2 et VT3 doivent avoir le même coefficient de transfert de courant.

Les bobines de boucle L1 et L2 sont enroulées sur des cadres d'un diamètre de 5 mm. Ils ont des noyaux de fer carbonyle accordés d'un diamètre de 3,5 mm. Les bobines sont enfermées dans des écrans de 12x12x17 mm.

Le blindage de la bobine L1 est relié au moins de la batterie, et L2 est relié au plus. Les deux bobines sont enroulées Fil PEV d'un diamètre de 0,5 mm et comportent 10 tours chacun.

Dans la fabrication des bobines L1 et L2, vous pouvez utiliser les circuits du chemin IF des téléviseurs. C'est le même cadre d'une longueur de 25 mm et d'un diamètre de 7,5 mm qui est utilisé dans la fabrication des coils L3 et L4. Sur le tableau, ils sont situés horizontalement.

L'enroulement de la bobine L3 est effectué par incréments de 1 mm, la bobine a 4 + 4 tours de fil PEV d'un diamètre de 0,5 mm avec une prise du milieu, la distance entre les moitiés d'enroulement est de 2,5 mm.

La bobine L4 contient 4 spires du même fil, elle est enroulée tour à tour et se situe entre les moitiés de l'enroulement de la bobine L3. Les inductances L5 et L6 sont enroulées sur des résistances de fabrication industrielle à partir des chemins IF des anciens téléviseurs.

N'importe quel haut-parleur avec une résistance de 8 ohms peut être utilisé. Des haut-parleurs tels que 0DGD-8, 0DGD-6 conviennent ; 0,25GDSH-3.

Le transformateur T1 est enroulé sur n'importe quel circuit magnétique de petite taille, par exemple du type ShZxb, et contient 400 tours de fil PEV d'un diamètre de 0,23 mm dans l'enroulement primaire et 200 tours du même fil dans le secondaire.

  • Assemblage étape par étape
Une capsule DEMSh-1a de petite taille est utilisée comme microphone. L'antenne est télescopique, a une longueur de 105 mm. Une batterie de quatre éléments de type A316, A336, A343 est utilisée comme source d'alimentation.

Établissement

Il est nécessaire de configurer l'émetteur-récepteur avec UZCH. Après avoir soudé la résistance R5, un milliampèremètre est connecté au disjoncteur SA2. Le courant de repos ne doit pas dépasser 5 mA.

Lorsque le tournevis touche le point A, un bruit doit apparaître dans le haut-parleur. Si l'amplificateur est auto-excité, la résistance de la résistance R4 doit être augmentée à 1,5 kOhm, mais rappelez-vous que plus la valeur de la résistance est élevée, plus la sensibilité de l'amplificateur est faible.

S'il n'y a pas de bruit, il est nécessaire de déplacer le curseur de la résistance R11 de la position supérieure (selon le schéma) vers la position inférieure. Un bruit fort et régulier devrait apparaître, indiquant que le détecteur super-régénératif fonctionne bien.

Un réglage supplémentaire du récepteur n'est effectué qu'après le réglage de l'émetteur et consiste à adapter la capacité du condensateur C5 (réglage grossier) et l'inductance L1 (réglage fin) au mode meilleur accueil signal de l'émetteur.

Lors de la configuration de l'émetteur, il est nécessaire d'allumer un milliampèremètre dans le disjoncteur «x» et de sélectionner la valeur de résistance R6 afin que le courant dans ce circuit soit de 40 à 50 mA.

Ensuite, vous devez connecter un milliampèremètre avec une limite de mesure de 50 μA au bus positif de l'émetteur, et l'autre extrémité de l'appareil via une diode et un condensateur 1 (> -20 pF - à l'antenne.

Le réglage des éléments L3, L4, C17, L2 et C18 est effectué jusqu'à la déviation maximale de l'aiguille de l'instrument. De plus, ils s'accordent à peu près avec les condensateurs, ou plutôt avec les noyaux des circuits.

La bobine interlinéaire L3-L4 ne doit pas être à plus de ± 3 mm de la position médiane, car à ses points extrêmes, la génération peut être perturbée en raison d'une violation de la symétrie des épaules des transistors VT2 et VT3.

Lors du réglage avec l'antenne étendue L2 et C18 en fonction de la déviation maximale de la flèche de l'appareil, il est nécessaire d'obtenir une correspondance complète de l'antenne et de l'émetteur.

Si, lorsque l'émetteur est allumé, la génération s'interrompt soudainement, cela indique un réglage incorrect. Dans ce cas, il est nécessaire de sélectionner à nouveau les modes de fonctionnement de VT2 et VT3, d'ajuster soigneusement L2, L3, L4, et si cela n'aide pas, puis de sélectionner des transistors avec des paramètres plus proches.

Émetteur-récepteur à tube semi-conducteur à double bande

Cet émetteur-récepteur peut être exécuté sur n'importe quelle gamme de 1,8 à 10 MHz et augmenter la puissance si vous en avez vraiment besoin. Il est construit selon le schéma de "transformation unique".

Fréquence IF = 5,25 MHz. Le choix de la fréquence IF est dû au fait qu'à une fréquence d'oscillateur local de 8,75 à 9,1 MHz, deux plages de 3,5 et 14 MHz se chevauchent à la fois.

Ce circuit utilise un filtre à quartz à 7 cristaux en échelle fabriqué par nos soins selon le circuit proposé par Kirs Pinelis (YL2PU) dans le célèbre émetteur-récepteur DM2002.

Les deux mélangeurs à diodes sont fabriqués selon modèle classique utilisant des transformateurs avec bobine de couplage volumétrique.

Schéma de l'émetteur-récepteur


Le circuit a été développé sur des lampes à 5 doigts. Il comprend un amplificateur haute et moyenne fréquence réglable, un mélangeur équilibré et un oscillateur local. Passons en revue le schéma dans l'ordre.

En mode réception, le signal est acheminé à travers des filtres passe-bande L1 – L2 à UHF, réalisés sur une lampe 6K13P. Ensuite, il est acheminé vers le premier mélangeur du chemin, réalisé selon le schéma en anneau. Un signal provenant du premier oscillateur local est envoyé à l'une des entrées du mélangeur. Le signal de fréquence intermédiaire reçu est transmis à un filtre à quartz via un circuit d'adaptation.

Ce schéma d'adaptation vous permet de réduire quelque peu les pertes dans la section du premier mélangeur - IF. Ensuite, le signal IF est amplifié dans un amplificateur inverseur sur une lampe 6Zh9P. Signal amélioré, se détachant sur le circuit L5, est envoyé au deuxième mélangeur de chemin, réalisé selon le schéma en anneau, agissant comme un détecteur de signal SSB.

LF - le signal est sélectionné sur la chaîne RC et envoyé à la partie pentode 6F12P, qui agit comme un ULF préliminaire. La partie triode en mode réception agit comme un suiveur de cathode pour le système AGC. PA ULF (alias émetteur PA) est réalisé sur une pentode 6P15P.

En mode transmission, toutes les étapes du récepteur sont inversées à l'aide du relais RES-15 avec passeport 004 (il est préférable d'utiliser des relais plus fiables). La commutation entre les modes de réception / transmission est effectuée par le commutateur PTT.

Caractéristiques de la sélection des composants

Les manettes des gaz utilisées conventionnelles D-0.1.

Les transformateurs TP1–TP3 sont fabriqués sur anneaux de ferrite 1000NN avec un diamètre extérieur de 10 à 12 mm et contiennent 15 tours de fil PEL-0.2 torsadé trois fois (pour TP1 et TP2) et deux fois pour TP3.

Tout transformateur de son (sortie) avec un rapport de transformation de 2,5 kOhm à 8 Ohm. Le transformateur de puissance est utilisé avec une puissance globale de 70 watts.

Les bobines L1 à L3 sont enroulées avec du fil PEL-0,25 et contiennent 30 tours chacune. Les bobines L4 à L5 contiennent chacune 55 tours de PEL-0,1, toutes les bobines de communication sont enroulées avec du fil PELSHO 0,3 sur des manchons en papier sur les bobines de boucle correspondantes, et le nombre de tours est exprimé dans le diagramme par le rapport pour chaque cas.

La bobine L6 a 60 tours de fil 0,1 (pour tous les circuits, il est possible d'utiliser des trames des circuits IF des téléviseurs à tubes de la série UNT).

La bobine GPA est utilisée à partir du récepteur R-326, avec auto-fabrication(ce qui est très laborieux) est réalisée sur une armature en céramique de 18 mm avec un fil PEL de 0,8 15 tours par pas de 0,5 mm. Robinets de 3 et 11 tours à partir de l'extrémité (froide). La bobine en boucle P est réalisée sur un cadre de 30 mm de diamètre et comporte 26 spires de fil PEL 0,8, une prise pour 14 MHz est sélectionnée expérimentalement.

Configuration d'un émetteur-récepteur à tube

Sans tenir compte des problèmes de mise en place de filtres à quartz faits maison, qui sont abordés dans de nombreuses publications, le reste de la configuration du circuit est assez simple. La vérification des performances de l'ULF est possible à la fois à l'oreille et à l'aide d'un oscilloscope. Ensuite, la fréquence de l'oscillateur local à quartz est ajustée avec la bobine L6 à celle requise (point -20 dB sur la pente du filtre à quartz). Ensuite, nous réglons grossièrement la sensibilité du chemin en réglant alternativement les circuits DFT et IF en fonction du bruit maximum dans le haut-parleur. Ensuite, vous pouvez affiner les contours lors de la réception de signaux aériens ou utiliser le GSS.

Ensuite, nous passons en mode transmission. Avec une résistance "d'équilibre" variable, on règle la tension porteuse minimale après le mélangeur (on utilise un oscilloscope ou un millivoltmètre). Ensuite, à l'aide du récepteur de contrôle, nous ajustons la résistance variable de 22 kΩ jusqu'à obtenir une modulation de haute qualité.

Réglage du générateur de plage lisse

Vous devez vous assurer que le GPA génère vibrations à haute fréquence. Un fréquencemètre (échelle numérique) et un oscilloscope peuvent être utiles ici.

Après avoir stabilisé la tension alimentant le générateur de plage lisse, procédez à son réglage. Il doit commencer par une inspection externe du GPA au cours de laquelle il faut s'assurer que tous les condensateurs sont utilisés de type SGM du groupe "G". Ceci est très important car l'instabilité de leur capacité ou de leur coefficient de température affectera la stabilité de fréquence globale de l'oscillateur.

Les exigences de qualité de la bobine de contour GPA sont bien connues. C'est l'une des parties les plus importantes de l'appareil. Aucune résistance de qualité douteuse ne peut être utilisée ici ! Vous devez être très responsable dans la sélection des condensateurs qui composent le circuit GPA. Ce sont des condensateurs de type KT, l'un est rouge ou couleur bleue et l'autre est bleu. Le rapport de leurs capacités, donnant une capacité totale de 100 pF, est sélectionné en utilisant la méthode de montage et de chauffage du châssis, qui sera discutée ci-dessous.

Ils commencent à poser les limites des fréquences générées par le générateur de gamme lisse. Dans le cadre de ce travail, ils parviennent à ce qu'avec les plaques entièrement insérées du condensateur variable (KPI), le GPA génère une fréquence d'environ 8,75 MHz. S'il s'avère inférieur, la capacité des condensateurs doit être légèrement réduite, si elle est supérieure, augmentée. Initialement, lors de la sélection de cette capacité, une attention relative est également portée au rapport des couleurs qui composent ses condensateurs.

Avec des plaques KPI entièrement retirées (capacité minimale), le GPA devrait générer une fréquence proche de 9,1 MHz. La fréquence du GPA est contrôlée par un fréquencemètre (échelle numérique) connecté à la sortie de l'échelle numérique.

Après avoir terminé la pose de la gamme de fréquences du GPA, ils procèdent à la compensation thermique de ce générateur, qui consiste à sélectionner le rapport des capacités du rouge et du fleurs bleues, qui constituent la capacité du circuit. Ce travail est effectué à l'aide du fréquencemètre mentionné précédemment, qui fournit une précision de mesure de fréquence d'au moins 10 Hz. Avant de travailler avec le fréquencemètre, il doit être bien réchauffé.

L'émetteur-récepteur s'allume et chauffe pendant 10 à 15 minutes. Ensuite, à l'aide d'une lampe de table, les pièces et le châssis du GPA sont lentement chauffés. De plus, il vaut mieux ne pas les chauffer directement, mais une section quelque peu éloignée du GPA, située approximativement entre le GPA et la lampe du générateur de sortie. Lorsque la température atteint 50 à 60 degrés dans la zone GPA, on note dans quelle direction la fréquence GPA est allée. Si augmenté - coéfficent de température condensateurs qui composent le circuit, négatifs et significatifs en valeur absolue. S'il a diminué, le coefficient est soit positif, soit négatif, mais faible en valeur absolue.

Comme déjà mentionné, les condensateurs de type KT sont utilisés avec différentes dépendances du changement réversible de capacité avec un changement de température. Les condensateurs avec un TKE (coefficient de température de capacité) positif ont une couleur de corps bleue ou grise. TKE neutre pour les condensateurs bleus avec une marque noire. Les condensateurs bleus avec une étiquette marron ou rouge ont un TKE négatif modéré. Enfin, le boîtier rouge du condensateur indique un TKE négatif significatif.

Après avoir complètement refroidi l'unité, remplacez les condensateurs en modifiant leur coefficient de température dans le bon sens, tout en conservant la même capacité totale. Dans ce cas, il est nécessaire de vérifier en permanence la sécurité des fréquences GPA précédemment posées.

Ces opérations doivent être répétées jusqu'à ce qu'il soit atteint qu'avec une augmentation de la température du GPA de 35 à 40 degrés, un décalage de la fréquence du GPA de pas plus de 1 kHz sera provoqué.

Cela signifie que la fréquence de l'émetteur-récepteur, lorsqu'il se réchauffe pendant le fonctionnement normal, ne chutera pas de plus de 100 Hz en 10 à 15 minutes.

Une stabilité supplémentaire sera fournie par le CACH de la TsSh appliquée (Makeevskaya).

L'oscillateur à quartz de référence est constitué du transistor KT315G et n'a pas besoin de commentaires. Cela ne sert à rien de le faire sur une lampe supplémentaire.

Description de l'émetteur-récepteur fini, cartes de circuits imprimés, photo

Circuit imprimé émetteur-récepteur - taille 225 par 215 mm :



Nous fabriquons le panneau avant comme suit:
  1. Sur un film transparent sur une imprimante laser, nous imprimons un panneau 1: 1.
  2. Ensuite on le dégraisse et on colle du ruban adhésif double face (vendu sur les marchés du BTP). La largeur du ruban adhésif n'étant pas suffisante pour l'ensemble du panneau, nous collons plusieurs bandes.
  3. Ensuite, nous retirons le papier supérieur du ruban adhésif et collons notre film. Nivelez soigneusement.
  4. Ensuite, avec un scalpel, nous découpons des trous pour les résistances variables, les boutons, etc. Vous n'avez pas besoin de découper pour l'affichage.
C'est tout!

Vue de l'intérieur de l'émetteur-récepteur à tube semi-conducteur :


L'apparence de l'émetteur-récepteur:


Vidéo sur la façon d'assembler un mini-émetteur-récepteur sur deux transistors de vos propres mains:

Amplificateur de puissance émetteur-récepteur "RadioN" avec une puissance nominale de 10 W

L'amplificateur de puissance est conçu en utilisant les solutions de circuit de l'émetteur-récepteur SW-2013, etc. ;) par Alexander Shatun (UR3LMZ). L'amplificateur est conçu pour l'émetteur-récepteur HF "RadioN" fabriqué sur la base du chemin inverse de Sergei Belenetsky (US5MSQ).






Nous pouvons maintenant dire en toute confiance que la gamme de cartes de circuits imprimés pour la fabrication de l'émetteur-récepteur "RadioN" est complète :) et les radioamateurs novices peuvent commencer à "construire" l'émetteur-récepteur. Pour beaucoup, ce ne sera pas le premier émetteur-récepteur fabriqué par vous-même, mais j'espère tout de même que le processus d'assemblage, de mise en place et de travail sur l'air sur cet émetteur-récepteur ne laissera que de bonnes impressions dans votre mémoire ;) et que des retours positifs seront entendu. L'émetteur-récepteur était initialement prévu pour fonctionner en SSB et CW sur trois bandes radio amateur 160, 80 et 40 m, mais ensuite des modifications ont été apportées sur 40, 80 et 20 m, ainsi que des variations avec une portée de 30 m :)

Précédemment développés et déjà proposés sous forme de kits d'assemblage, de cartes assemblées et de circuits imprimés vierges :
- carte principale (chemin inverseur avec IF=500 kHz et filtre électromécanique);
- filtres passe-bande de carte (PDF);
- carte générateur de gamme lisse (GPA / VFO);
- panneau de filtre basse fréquence (LPF) avec compteur SWR ;
- une carte d'un synthétiseur universel de fréquences des bandes MW, LW, HF appelée "Hedgehog" ;
- carte d'adaptation/interfaçage du synthétiseur universel et voie inverse.
Schémas, descriptions, photographies, etc. Les informations sont contenues dans les sections pertinentes de mon site Web. L'amplificateur de puissance à base de transistors IRF510 ou RD16HHF1 vient compléter la gamme de blocs/nœuds/cartes. De plus, la carte de circuit imprimé est conçue avec la possibilité d'installer les deux types de transistors. La carte d'amplificateur est réalisée sur un côté avec un masque et des marquages ​​des deux côtés.

  • dimensions du circuit imprimé - 110x50 mm;
  • tension d'alimentation de l'amplificateur de puissance - 12 ... 13,8 V courant continu;
  • puissance de sortie nominale dans la plage de fréquence 1,8 ... 15 MHz avec transistors RD10HHF1- 10 W ;
  • puissance de sortie maximale - pas moins de 15 W;
  • puissance de sortie nominale dans la plage de fréquences de 1,8 ... 15 MHz avec transistors IRF510- de 10 W à basses fréquences jusqu'à 3-4 W à 20 m;
  • courant consommé - jusqu'à 3 A;
  • sensibilité : version sur transistors IRF510 - 0,15 Veff, version sur transistors RD16HHF1 - 0,30 Veff
  • signal de commande RX/TX - pression constante+9V.

Le circuit amplificateur de puissance avec transistors de sortie IRF510 est illustré ci-dessous :


Le circuit amplificateur de puissance avec transistors de sortie RD16HHF1 est illustré ci-dessous :


Il y a de légères différences dans les circuits, je pense qu'elles sont perceptibles :) Comme je l'ai déjà écrit, le circuit imprimé de l'amplificateur de puissance est conçu pour installer les deux types de transistors. IRF510 donne ses 10 watts sur les plages de basses fréquences et déjà à 20 m, il y a un blocage de jusqu'à 2-3 watts de puissance de sortie, et l'amplificateur sur RD16HHF1 donne exactement ses 10 watts sur toutes les plages. Pour RD16HHF1, la présence d'un filtre passe-bas indiqué sur le schéma est critique. La partie principale des composants radio dans l'amplificateur pour montage en surface, à l'exception des produits bobinés, des relais et des connecteurs. Des transistors de puissance sont installés sous la carte et fixés au dissipateur thermique. Dans ce cas, un radiateur nervuré en aluminium 122x50x37 mm d'une surface de 500 cm2 est proposé. dans lequel il faudra percer six trous et y découper des filetages M3. Des trous sont nécessaires pour monter la carte elle-même et les transistors de sortie. Dans la fabrication d'un amplificateur à base de transistors RD16HHF1, les transistors sont fixés directement sur le radiateur à l'aide d'une pâte thermoconductrice KPT, et pour la version IRF510, il ne faut pas oublier que les transistors doivent entre autres être isolés de le cas et les uns des autres, c'est-à-dire pour la fixation, il est nécessaire d'utiliser des joints et des douilles isolants ! De plus, dans la version sur l'IRF510, le filtre passe-bas n'est pas installé sur les bobines L1, L2 (remplacé par un cavalier filaire). Pour éviter la surchauffe des transistors de sortie pendant le fonctionnement de transmission à long terme, la zone de dissipation effective du radiateur (ou du châssis/boîtier métallique) doit être d'au moins 250 cm² pour le RD16HHF1 et d'au moins 400 cm². pour IRF510.

Assemblage et mise en place :

La configuration du PA assemblé sans erreur est simple et consiste à régler le courant de repos des transistors de l'étage de sortie et à apparier (ajuster) le gain du chemin IF de la carte principale dans le cadre du TRX "RadioN". Avant d'allumer le PA pour la première fois, vous devez retirer le cavalier J1, régler les résistances d'accord R19, R20 sur la position minimale (marquée sur la carte) et l'alimenter via l'ampèremètre de +13,5 ... + Source d'alimentation 14 V (de préférence, juste au cas où, avec protection installée contre les surcharges au niveau de 3,5 ... 4 A). Nous chargeons la sortie du PA (directement ou via une carte de filtre passe-bas connectée, commutée sur une portée de 80 m!) Avec une charge équivalente à une puissance de dissipation d'au moins 10 watts. En appliquant une tension + 9V TX à la carte réglable en continu R19 règle le courant de repos du transistor supérieur VT6 au niveau de 250 mA, en tenant compte de la consommation de courant du relais K1 de l'ordre de 12-16 mA, l'ampèremètre doit indiquer 260-265 mA, puis en ajustant doucement R20 nous réglons le courant de repos du transistor inférieur VT7 au niveau de 250 mA, l'ampèremètre doit déjà afficher le courant de repos total de l'étage de sortie (les deux transistors), c'est-à-dire 510-515 mA. En connectant un milliampèremètre au connecteur J1, vous pouvez contrôler le courant de repos total de l'étage pré-terminal VT4, VT5. On met le cavalier cavalier J1 en place.
Nous connectons une source de signal avec une fréquence de 3,6 MHz à l'entrée PA (sortie TX de la carte PDF ou GSS avec réglage hors ligne). Nous activons le mode télégraphe et en appuyant sur la touche avec la résistance ajustable R11 de la carte principale, nous obtenons une tension de sortie de 22,4 Veff dans une charge de 50 (51) Ohm, c'est-à-dire puissance de sortie nominale 10 W. Si vous disposez d'un voltmètre RF ou d'un oscilloscope avec une sonde de faible capacité, vous pouvez vérifier le passage en cascade du signal, dont les valeurs approximatives aux points de contrôle sont indiquées dans les schémas électriques.
Le PA est monté sur un circuit imprimé simple face de 110x50 mm avec masque et marquage. Les données d'enroulement des transformateurs et des inductances sont indiquées dans le schéma de circuit.



Le coût d'une carte de circuit imprimé pour un amplificateur de puissance 110x50 mm est de 120 UAH.

Le coût d'un kit pour assembler un amplificateur de puissance avec des transistors IRF510 est de 400 UAH.

Le coût d'un kit pour assembler un amplificateur de puissance avec des transistors RD16HHF1 est de 820 UAH.
La composition du kit est visible (radiateur non inclus)
ADITIONELLEMENT:
Le coût d'un kit d'isolation pour un transistor (douille M3, joint, vis M3x12, rondelle D3) - 5 UAH.


Le coût d'un transistor RD16HHF1 - 235 UAH.
Le coût d'un transistor IRF510 est de 20 UAH.
Anneau de ferrite M2000NM K7x4x2 - 3 UAH.
Le coût d'un radiateur 122x50x37 mm (sans perçage de trous ni filetage) - 120 UAH.
Pâte thermoconductrice KPT-8 (pot 10 g) - 15 UAH.
A base de silicone. Température de fonctionnement de -60 à +180 °С


Anneau de ferrite EPCOS (N87 R12.7x7.9x6.35) - 15 UAH.


Vidéo de l'émetteur-récepteur sur les bandes 160, 80 et 40 m avec un amplificateur sur 2хRD16HHF :

Vidéo des mesures de puissance sur toutes les bandes HF, mais à l'entrée du méandre, avec un amplificateur sur 2xRD16HHF :

schéma de câblage :


Bien sûr, en standard, vous pouvez utiliser une carte génératrice de gamme lisse (GPA) et pèse-personne numérique pour "stabiliser" la fréquence. Les schémas et la description du GPA sont donnés sur le site Web. Mais je veux en quelque sorte améliorer le design et le rendre plus moderne, ou quelque chose comme ça ;)

La figure montre un schéma de l'unité principale d'un émetteur-récepteur à ondes courtes conçu pour fonctionner avec une modulation SSB dans la bande 80 M. En modifiant les paramètres des circuits hétérodynes et de sortie, vous pouvez passer à n'importe quelle bande HF (les puces SA612A utilisées fonctionnent bien à des fréquences jusqu'à 500 MHz). Le bloc est réalisé selon un circuit superhétérodyne avec une seule conversion de fréquence (sans compter le processus de démodulation). La fréquence intermédiaire est de 8867 kHz.

Ce choix est dû à la relative disponibilité des résonateurs à quartz à une fréquence donnée (utilisée en technologie vidéo).

Le schéma fonctionnel contient un convertisseur de fréquence, un modulateur - démodulateur, un générateur de plage lisse, un générateur de fréquence de référence, un amplificateur de microphone, un préamplificateur de puissance et un filtre à quartz à quatre sections.

Le circuit est basé sur deux convertisseurs de fréquence sur microcircuits SA612A. Sur la puce A1, un convertisseur haute fréquence est fabriqué, qui, lors de la réception, convertit la fréquence du signal d'entrée en IF, et lors de la transmission SSB, le signal IF en un signal avec une fréquence de la bande 80M.

La puce SA612A possède deux entrées et deux sorties. Lors de la réception (KX), le signal d'entrée du circuit d'entrée ou URC passe par le groupe de contacts K1.1 vers la première entrée A1 (sortie 1). Dans ce cas, la deuxième entrée via K1.1 est connectée par un condensateur C3 avec fil commun.

En tant que GPA, le propre oscillateur local du microcircuit A1 est utilisé, qui est connecté selon le schéma avec réglage de la fréquence par le circuit LC. La fréquence GPA dépend du réglage du circuit L1-C13-C14-VD1. Le corps d'accord est une résistance variable R2 et la largeur de la plage d'accord est définie en sélectionnant la résistance de court-circuit.

Les limites d'accord de fréquence sont d'environ 5,06 ... 5,37 MHz. Pour obtenir la fréquence intermédiaire (8,867 MHz), le signal IF total est utilisé, qui est séparé par un filtre à quartz Q1-Q4. Lors de la réception, le signal IF entre dans ce filtre via le groupe de contacts K2.1 (dans le schéma, les groupes de contacts sont représentés en position de réception).

De la sortie du filtre à quartz, le signal est envoyé à l'amplificateur et au démodulateur IF, réalisés sur la puce A2, via le groupe K2.2 jusqu'à la broche 2. Le générateur de fréquence de référence est réalisé sur le circuit oscillateur local interne du SA612A puce, et sa fréquence dépend du résonateur Q5 et du condensateur C25, qui fournit une déviation de fréquence par rapport à la FI, nécessaire au processus de démodulation.

Le signal démodulé est extrait à la borne 5 A2 et, à travers les composants RF de suppression du circuit P C26-L5-C27, est envoyé à un VLF externe, dont le circuit n'est pas représenté ici. La sensibilité du trajet de réception est principalement déterminée par le gain de l'ULF et de l'ULF.

Pendant la transmission, le bouton S1 est enfoncé et une tension est appliquée aux enroulements de relais K1 et K2, de sorte que les groupes de contacts sont dans la position opposée. Maintenant, le circuit fonctionne dans le sens opposé. Le signal du microphone est envoyé à l'entrée du convertisseur de puce A2, qui fonctionne comme un modulateur équilibré.

L'autre entrée du modulateur reçoit un signal de référence d'un oscillateur à cristal en Q5. Le signal DSB de la broche 4 A2 via le groupe de contacts K2.1 va au filtre à quartz Q1-Q4, qui génère le signal SSB, supprimant la porteuse et une bande latérale (en fonction du réglage de fréquence de l'oscillateur de référence avec condensateur C25) .

Le signal SSB généré avec une fréquence de 8,867 MHz est transmis via le groupe de contact K1.2 à l'entrée du mélangeur du microcircuit A1 (via la broche 2, tandis que l'autre entrée, la broche 1, est connectée par le condensateur C1 à un commun fil).

Le signal de radiofréquence est isolé à la broche 5 A1 et envoyé au circuit - un transformateur élévateur L2-L3-C16, réglé au milieu de la plage de fonctionnement. Le transistor à effet de champ UT1 est un étage tampon, qui exclut l'influence des circuits d'entrée de l'amplificateur de puissance sur ce circuit.

Les bobines L1-L3 sont enroulées sur des cadres d'un diamètre de 8 mm avec un noyau de réglage SCR. Les cadres sont fabriqués à partir du cadre du circuit UPCH d'un ancien téléviseur à tube. Un tel cadre est un tube à deux noyaux filetés. Les noyaux doivent en être dévissés, puis le tube est coupé en deux segments égaux et vissé dans chacun d'eux (deux cadres sont obtenus à partir d'un circuit TV).

Pour un fonctionnement dans la plage de 80 M, la bobine L1 contient 17 spires, la bobine L3 - 40 spires, la bobine L2 - 10 spires. Les bobines L2 et L3 sont enroulées sur le même châssis (L2 sur la surface de L3). Pour le bobinage, le fil PEV 0,31 est utilisé.

Relais K1 et K2 - relais RES-47, avec enroulements pour tension 6V. Vous pouvez utiliser des relais avec des enroulements 10 ou 12V en connectant leurs enroulements en parallèle.
Les puces SA612A peuvent être remplacées par SA602A. Le microphone M1 est un microphone à électret conventionnel d'un téléphone électronique ou d'un magnétophone.

Carte principale de l'émetteur-récepteur HF UR4QBP

Le schéma de la carte principale de l'émetteur-récepteur est construit sur la base de conceptions déjà connues, à savoir Danube-99, Ural-84, Druzhba-M. Compte tenu des lacunes de certaines conceptions, les cascades les plus réussies ont été choisies (à mon avis et mon expérience dans l'élaboration de ces appareils). Le principe de fonctionnement des cascades est similaire au fonctionnement des circuits des structures ci-dessus. Un synthétiseur (89C52), des DFT et des PA, tous d'Alexander UT2FW, ont été utilisés comme GPA.

Carte principale Fig. 1 construit selon un schéma avec une conversion de fréquence et est un chemin d'émetteur-récepteur à carte unique qui assure la réception et la transmission de signaux CW, SSB dans toutes les bandes HF amateur. Avec un ordinateur et le logiciel approprié (j'utilise MixW), vous pouvez travailler avec n'importe quel mode de communication numérique, la carte a une entrée et une sortie séparées pour un modem audio (isolation galvanique) un ordinateur-émetteur-récepteur. Le système VOX CW et VOX SSB, un système AGC commutable, qui est important lorsque vous travaillez avec des modes de communication numériques (lorsqu'une station puissante est allumée à une fréquence de la bande de réception, l'AGC fonctionne et le signal d'un faible la station n'est pas visible sur la "cascade" du programme MixW), il y a un autocontrôle CW, un S-mètre, un système ALC (ne peut pas être utilisé).

Sensibilité destinataire sans UHF (UHF sur la carte DFT) pas pire que 0,2-0,3 μV, blocage - pas moins de 120 dB, plage dynamique lors de l'application de deux signaux avec une séparation de fréquence de 10 kHz pas moins de 95 dB, profondeur de réglage du système AGC pas moins supérieure à 100 dB , la bande passante IF du chemin de réception (réglable) 0,6 ... 2,7 kHz, la puissance de sortie du chemin basse fréquence à une charge de 8 ohms n'est pas inférieure à 1,5 W. Tension de la sortie de la carte principale à transférerà une charge de 50 Ohm 200 ... 300 mV, la compression du signal basse fréquence d'un microphone ou d'un ordinateur est d'environ 10 dB, la profondeur de réglage maximale du système ALC est d'au moins 60 dB, la bande passante du signal SSB pour la transmission est de 2,7 kHz.

En mode ACCUEIL le signal du DFT est envoyé à l'entrée du mélangeur construit selon le schéma emprunté à . Le mélangeur permet de fonctionner avec un synthétiseur de fréquence de . Fgpd doit être le double de la fréquence nécessaire au fonctionnement d'une table de mixage classique (signal F/2 du synthétiseur), puisque le trigger DD2 74AC74 divise la fréquence Fgpd par deux et à ses sorties (broches 5 et 6) on a deux anti- ondes carrées de phase d'une amplitude de 3, 6... 3,8V assurant le fonctionnement des interrupteurs à transistors du mélangeur. Le tableau de disposition des fréquences pour IF 8,8625 MHz est présenté ci-dessous.

Tableau de disposition des fréquences du convertisseur de fréquence

Intervalle,
M

fréquence des signaux,
MHz

Fréquence GPA,
MHz

Fréquence du synthétiseur (F/2),
MHz

fréquence SI,
MHz

160

1,81…2,0

10,6725…10,8625

21,345…21,725

8,8625

80

3,5…3,8

12,3625…12,6625

24,725…25,325

8,8625

40

7,0…7,1

15,8625…15,9625

31,725…31,925

8,8625

30

10,1…10,15

18,9625…19,0125

37,925…38,025

8,8625

20

14,0…14,35

5,1375…5,4875

10,275…10,975

8,8625

17

18,068…18,168

9,2055…9,3055

18,411…18,611

8,8625

15

21,0…21,45

12,1375…12,5875

24,275…25,175

8,8625

12

24,89…24,99

16,0275…16,1275

32,055…32,255

8,8625

10

28,0…29,7

19,1375…20,8375

38,275…41,675

8,8625

Le signal IF de la sortie du mélangeur à travers le condensateur C4 est envoyé à l'entrée du diplexeur, construit selon le schéma bien connu, le courant de repos du transistor VT1 KP903 est réglé entre 30 ... 40 mA à l'aide d'une résistance R6. Le signal IF de la sortie du diplexeur va à un filtre à quartz à 6 cristaux, dont la sortie est chargée sur la bobine de couplage du circuit L3C15, accordée sur Fp. Le signal IF sélectionné par le circuit L3C15 est envoyé à l'entrée de l'amplificateur à fréquence intermédiaire emprunté. L'étage de gain VT6 IF, construit selon le schéma avec Source commune sur un transistor à effet de champ à deux grilles isolées BF998 avec un circuit résonant dans la charge. Depuis la bobine de couplage du circuit L5C33, accordée sur Fp, le signal IF est envoyé à un filtre à quartz accordable, qui agit comme un filtre de nettoyage. La bande passante du filtre est modifiée à l'aide d'une tension de +0 ... 13,8 V appliquée à la broche 3 de la carte à travers, qui est fournie aux varicaps VD7, VD10, VD11 à R44, R48, R49 connectés en série avec les condensateurs C39 , C46, ​​​​C48 du filtre à quartz et a une bande passante accordable (0,6 ... 2,7 kHz). La sortie du filtre à cristal ZQ2 est chargée par la résistance R55. Le signal IF du filtre via C50 est envoyé à un amplificateur IF similaire à la cascade VT6. Drain VT9 chargé sur le circuit résonnant L7C63 accordé sur Fp, et à travers la bobine de couplage entre dans le modulateur-démodulateur équilibré SSB haut niveau construit sur un double schéma équilibré. Le circuit oscillateur de référence est standard, emprunté à, a deux positions USB et LSB. Le relais K1 avec ses contacts allume en série avec le quartz la bobine L6 en mode bande latérale normale et les condensateurs C57, C56 en mode inverse. La fréquence de l'oscillateur est réglée plus bas de 200…300 Hz à partir de la fréquence de la pente inférieure du filtre à quartz au niveau de -6dB. En mode bande latérale inverse, la fréquence doit être supérieure de 2,7…3,0 kHz. Le signal basse fréquence du modulateur-démodulateur équilibré attribué à R74, C73 est envoyé à l'entrée du préamplificateur basse fréquence (VT13), réalisé selon le schéma emprunté. À partir de la sortie de l'ULF préliminaire, le signal via le contrôle du volume est transmis à un amplificateur de puissance basse fréquence construit sur le circuit intégré TDA2003 selon le schéma standard. Le gain de la cascade est sélectionné avec R97. La touche VT15 verrouille l'entrée de l'amplificateur de puissance des basses en mode transmission. L'amplificateur de basse dispose de deux sorties pour les charges à faible résistance et à haute résistance AF OUT et PHONE, respectivement. Le signal basse fréquence, amplifié par le préamplificateur VT13, est envoyé à l'amplificateur AGC (DD3). Le schéma AGC est emprunté à . AGC a deux étages de charge rapide et lente, C54 et C55, respectivement, à partir de la sortie de AGC + Uaru, il entre dans les deuxièmes portes des étages IF VT6, VT9, ajustant ainsi le gain des étages IF.

En mode transmission Le signal SSB d'un microphone ou d'un modem d'ordinateur est envoyé à l'entrée d'un amplificateur-compresseur construit sur l'IC BA3308 (un analogue complet du KA22241). Ce schéma prévoit le fonctionnement d'un amplificateur de microphone avec un microphone à électret fabriqué en Chine. Pour travailler avec un microphone dynamique, il est nécessaire de retirer la résistance R113 et de sélectionner le gain de l'étage à l'aide de R110. Le gain de la cascade pour travailler avec le modem est sélectionné à l'aide de la résistance R107. Un signal basse fréquence amplifié jusqu'à un niveau de ~ 0,6 ... 0,8 V est envoyé à l'entrée d'un émetteur suiveur-LPF, conçu pour correspondre à la sortie à haute résistance du BA3308 IC avec une faible impédance d'entrée d'un équilibré modulateur-démodulateur. À partir de la sortie de l'émetteur suiveur, le signal basse fréquence est envoyé à l'amplificateur VOX VT14 et au modulateur-démodulateur équilibré VD19 ... VD26. Le signal SSB généré est transmis via la bobine de couplage du circuit L7C63 à l'amplificateur VT4, cette cascade n'a aucune caractéristique. Le signal amplifié VT4 est envoyé à l'amplificateur DSB VT3, assemblé selon un circuit à source commune avec un circuit résonant dans la charge L3C15, la tension PWR (+ 10 ... 0V TX) est appliquée à la deuxième grille du transistor , qui régule la puissance de sortie de l'émetteur-récepteur. Le signal DSB amplifié est envoyé à travers la bobine de couplage à l'entrée du filtre à quartz ZQ1, dont la sortie est chargée sur le diplexeur sur VT1. Ensuite, le signal est envoyé au mélangeur DD1. En sortie, un signal SSB complet est formé avec une amplitude d'environ 300 ... 400 mV. En mode télégraphique, le signal du générateur de télégraphe VT5 est envoyé à l'entrée de l'amplificateur VT4, puis de manière similaire à SSB. Le schéma du chemin de transmission est emprunté à . Circuit de commutation de tension +12V RX / TX, VOX et CW d'autocontrôle emprunté. La sensibilité VOX est réglée à l'aide du trimmer R121.

Les modes de fonctionnement des principaux étages de la carte principale configurée, effectivement mesurés par un multimètre numérique, sont résumés dans un tableau. Mesure des modes de fonctionnement des touches RX / TX, les systèmes VOX n'ont pas été réalisés, car ils sont bien agencés et, en règle générale, fonctionnent sans commentaire.

Pos. la désignation
transistor

Mode

Ik(Ic), mA

Ub(Z1), V

Royaume-Uni(З2),V

Ue(C),V

U et V

Noter

30…40

30…40

0…10

13,7

3,58

5,38

0…10

13,6

3,58

13,7

3,87

10,4

CW activé

12,4

CW OFF

13,5

13,2

3,36

11,0

3,42

Antenne désactivée, Uapy maximum

3,33

13,2

0,58

0,05

12,4

Antenne désactivée

60dB

5,03

1,57

0,04

13,6

Antenne désactivée

60dB

13,6

3,63

Niveau d'entrée RX +60dB

3,33

6,76

10,3

3,39

VT10

RX/TX

12,9

VT11

RX/TX

1,58

VT12

RX/TX

9,48

13,7

9,14

VT13

RX/TX

0,61

2,25

0,03

VT14

RX/TX

1,04

2,25

0,42

VT15

0,72

0,01

Schéma d'interconnexion fig.2 similaire à l'émetteur-récepteur HF portable. Schéma du modem fig.3 très simple, il est nécessaire pour l'isolation galvanique de l'ordinateur-émetteur-récepteur, je ne pense pas qu'il soit nécessaire d'expliquer comment cela fonctionne. Les niveaux de signal sont définis par programme dans l'ordinateur. Signal d'entrée via la "cascade" du programme MixW, sortie avant que le niveau du signal à la sortie de l'émetteur ne commence à être limité (contrôlé par l'indicateur de puissance de sortie dans l'émetteur-récepteur ou le compteur SWR).

Désignation de poste

Diamètre du cadre

Cœur

Marque et diamètre du fil

Nombre de tours

L3, L5, L7

5 mm

SCR

PEL 0,12…0,18 mm

Contour de 28 tours et 6 tours sur la bobine de couplage, dans l'écran

L6

5mm

SCR

PEL 0,12…0,18 mm

30 tours, en écran

T2, T3, T4

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

8 tours en deux fils sans torsion

T1

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

je 1er enroulement 12 tours en deux fils, 1er enroulement 5 tours sur le 2ème, fils sans torsion

T5, T6

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

8 tours en trois fils, fils sans torsion

L1, L2, L4, L9

Selfs standard marque DM 0.1 inductance 100µH

L8

Inductance standard marque DM 0.1 inductance 15µH

Lors du développement d'un émetteur-récepteur KB multibande fabriqué par nos soins, la tâche consistait à créer un chemin d'émetteur-récepteur universel simple qui a une commutation de circuit minimale dans les modes de réception et d'émission et offre une excellente répétabilité, ce qui signifie avec un minimum d'éléments de réglage. Le schéma du chemin principal proposé à l'attention des lecteurs est conçu pour les radioamateurs débutants qui, en règle générale, ne disposent pas d'instruments complexes et coûteux. Vous pouvez le collecter pratiquement à partir de ce qui "se trouve à portée de main". Un radioamateur expérimenté peut, à sa discrétion, ajouter les nœuds nécessaires au circuit et fabriquer un petit émetteur-récepteur léger pour travailler en direct depuis une résidence d'été ou lors d'une randonnée.

Le schéma du chemin principal (Fig. 1) est très simple, logique et facile à "lire". Il s'agit d'un superhétérodyne classique avec une conversion de fréquence.

En mode réception (RX), le signal provenant de la sortie des filtres passe-bande (DFT) est envoyé au mélangeur à diodes en anneau "classique". Un signal provenant d'un générateur de gamme lisse (GPA) est envoyé à l'autre entrée du mélangeur. A partir de la sortie du mélangeur, le signal de fréquence intermédiaire (IF) est envoyé au premier étage de l'amplificateur de fréquence intermédiaire (IFA), réalisé sur les transistors VT1 et VT2. La charge de cet étage est un filtre à quartz ZQ1, qui fournit la sélectivité principale du récepteur dans le canal adjacent. Le signal filtré est amplifié par une autre cascade IF sur les transistors VT3 et VT4, qui est également chargée sur un filtre à quartz (ZQ2), qui est un "nettoyage". De la sortie de ce filtre, le signal est envoyé au troisième étage de l'IF sur les transistors VT5 et VT6, et de sa sortie au deuxième mélangeur en anneau de diodes, qui reçoit également un signal d'un oscillateur à cristal de référence (OG) réalisé sur le transistor VT10. À la sortie du mélangeur, un signal de fréquence audio est émis, qui, via des contacts de relais normalement fermés K2.1, est envoyé à un amplificateur basse fréquence (ULF) sur la puce LM386. Ce microcircuit largement utilisé présente de bonnes caractéristiques d'amplification et de bruit. La sortie ULF est chargée sur une résistance variable R32, qui assure le contrôle du volume. VA1 est un casque d'ordinateur dans lequel des "haut-parleurs" d'une résistance de 2x32 ohms sont connectés en parallèle. Sur les éléments C28, VD9, VD10, R26, C24 et VT9, un circuit de contrôle automatique de gain (AGC) proposé par Sergey Belenetsky, US5MSQ, a été réalisé dans le récepteur "Kid" (merci, Sergey !). Malgré sa simplicité, l'AGC est assez efficace et vous permet de recevoir très confortablement des signaux avec des niveaux allant du bruit terrestre jusqu'à 9 +40 dB S-mètre.
L'AGC commence à fonctionner lorsque la force du signal est de 7 points ou plus. "écraser" plus signaux faibles, à mon avis, cela n'a aucun sens. Avec le seuil AGC sélectionné, les stations faibles sont facilement "lues" par rapport aux stations beaucoup plus puissantes. Le S-mètre utilise un amplificateur DC basé sur un transistor VT11, chargé sur un microampèremètre avec un courant de déviation maximum de 200 μA.
Avant de procéder à l'examen du fonctionnement du chemin en mode de transmission, je note que les trois étapes de la FI sont inversées. L'idée d'un amplificateur inverseur a été tirée d'un schéma posté sur le site du radioamateur américain SteVen Weber, KD1JV (http://kd1jv.). En mode transmission (TX), lorsque la pédale est enfoncée, les relais K1 - KZ sont activés. Les contacts de relais K1.1 inversent la direction du signal dans les cascades de l'IF, et à travers les contacts K3.1, la tension d'alimentation est fournie à l'amplificateur de microphone (dans ce cas, la tension d'alimentation est supprimée de l'ULF et de l'UPT S -mètre). Le signal de l'amplificateur de microphone sur les transistors VT7 et VT8 via les contacts de relais K2.1 est envoyé au mélangeur en anneau sur les diodes VD5 - VD8, qui joue le rôle de modulateur équilibré en mode de transmission. À partir de la sortie du modulateur, un signal de porteuse supprimée à deux bandes latérales (DSB) traverse les trois étages de la FI dans le sens "inverse" (c'est-à-dire d'un modulateur équilibré à un mélangeur sur les diodes VD1 - VD4), et dans le processus de passage du signal à travers les filtres à quartz ZQ1 et ZQ2, la bande latérale souhaitée, c'est-à-dire un signal SSB est généré. Un transfert supplémentaire d'un signal IF à bande latérale unique vers une fréquence de fonctionnement située dans l'une des gammes KB amateur se produit dans un mélangeur en anneau sur les diodes VD1 - VD4, après quoi le signal est envoyé aux filtres passe-bande. Les modes de réception et de transmission utilisent un ensemble de DFT de 50 ohms. La suppression de porteuse dans le modulateur équilibré est contrôlée par la résistance d'ajustement R20. C'est possible (j'insiste - c'est possible!), Pour une suppression plus profonde, vous devrez connecter un condensateur d'accord d'une capacité de 4 à 25 pF en parallèle avec l'une des diodes modulatrices. Parfois, ces condensateurs sur les schémas sont représentés par une ligne pointillée. Mais avec des diodes bien choisies, il n'y a pas besoin de condensateur, il n'est donc pas représenté sur le schéma.
Quelques mots sur les cascades inversées elles-mêmes. Les modes de transistor sont réglés automatiquement, et avec de bonnes pièces, les cascades n'ont pas besoin d'être ajustées. Avec une tension d'alimentation de +6 V, le gain d'un tel étage est de 17 - 18 dB, à + 9V - +20 dB, à 12 V - +23 - 24 dB. Cependant, en raison de la profondeur retour d'information la cascade fonctionne de manière très stable et le gain dépend faiblement du type de transistors utilisés. Les premières expériences ont été réalisées sur des paires de transistors KT315 et KT361, mais, guidé par le désir d'obtenir les caractéristiques de bruit maximales réalisables du chemin en mode réception, j'ai privilégié les transistors KT368. transistors structures p-p-r, fonctionnant en mode transmission, peut être l'une des séries KT363, KT326, KT3107.
Comme on peut le voir sur le schéma, les trois cascades sont identiques, à l'exception de la cascade sur VT5 et VT6, dans laquelle il n'y a pas de condensateur dans le circuit émetteur du transistor VT5. Ceci est fait pour réduire le gain en mode émission, ce qui évite de surcharger les étages suivants et le mélangeur.
Le transistor KP501 du système AGC peut être remplacé par un 2N7000 importé. En tant qu'indicateur du S-mètre, la tête de mesure d'un ancien enregistreur à cassette convient bien.
Il est souhaitable de sélectionner les diodes pour les mélangeurs en fonction de la résistance directe. Indubitablement, meilleurs résultats obtenu si vous utilisez des diodes spécialement conçues pour les mélangeurs et sélectionnées par "quatre" (par exemple, KD922AG). Cependant, si ces diodes ne sont pas disponibles, ne désespérez pas - même le KD521 fonctionnera bien dans le circuit.
Les transformateurs à large bande T1, T2 et T8 sont enroulés sur des anneaux K7x4x2 avec une perméabilité de 600 - 1000NN avec trois fils légèrement torsadés (2-3 torsions par centimètre) PEV d'un diamètre de 0,15 - 0,17 mm et ont 15 -18 tours. Le transformateur modulateur équilibré T7 doit avoir une inductance suffisante pour les signaux de fréquence audio, il doit donc être enroulé sur un anneau K10x6x5 avec une perméabilité d'au moins 1000HH avec la même torsion de fils (en une couche) jusqu'à ce que l'anneau soit rempli. Attention particulière vous devez faire attention à la symétrie de l'exécution des enroulements de tous les transformateurs - la qualité des mélangeurs d'équilibrage en dépend.
Les transformateurs TZ - T6 sont enroulés sur des anneaux K7x4x2 avec une perméabilité de 600 - 1000NN avec un fil PEV double torsadé (2-3 torsions par centimètre) d'un diamètre de 0,15 - 0,17 mm et ont 15 -18 tours connectés conformément à la séquence ( le début d'un enroulement se connecte à la fin de l'autre, formant la borne du milieu). La bobine L1, utilisée pour ajuster la fréquence de l'OG, a 25 tours de fil PEL-0.1 enroulé sur un cadre de 05 mm avec un noyau accordé de SB9 avec un filetage MZ, et placé dans un écran. Relais K1 - KZ, il est souhaitable d'utiliser des relais de petite taille (par exemple, RES49 ou REC23). À propos des filtres à quartz : dans la version de l'auteur, le 1er FOS est à huit cristaux, le 2e ("clean-up") est à quatre cristaux. Mais ce n'est pas une exigence, mais plutôt un souhait. En principe, tous les filtres peuvent être utilisés dans le circuit et à n'importe quelle fréquence disponible pour un radioamateur. C'est un autre avantage des cascades réversibles utilisées, dans lesquelles il n'y a pas de circuits résonnants nécessitant un réglage. Cependant, il convient de garder à l'esprit que puisque la FI n'utilise pas le plus optimal, mais très simple et accessible à un radioamateur novice, le circuit d'adaptation d'autotransformateur le plus simple entre les amplificateurs et les filtres à quartz, la seule exigence pour les filtres à quartz est la valeur de leurs impédances d'entrée et de sortie, qui doivent être comprises entre 220 et 330 ohms. En règle générale, les filtres à quartz fabriqués sur des résonateurs à quartz PAL courants à une fréquence de 8,867 MHz satisfont à cette exigence.
Avec la carte principale, vous pouvez utiliser n'importe quel VFO ou synthétiseur de fréquence qui fonctionne aux fréquences appropriées et génère la tension de signal de sortie requise. N'appliquez pas plus de 1,2 à 1,5 V au mélangeur, car cela entraînerait une augmentation du bruit intrinsèque du chemin. Cependant, si le GPA utilisé a une puissance suffisante, alors dans le premier mélangeur, deux diodes connectées en série dans le bras peuvent être installées. Dans ce cas, vous pouvez vous attendre à une certaine augmentation de la plage dynamique (de quelques décibels) en mode réception, et vous pouvez également augmenter le niveau du signal de sortie en mode émission - jusqu'à 200 - 250 mV au lieu de 100 - 150 mV avec un mélangeur dans lequel une diode est installée dans chaque épaulement.
Les filtres passe-bande avec une impédance d'entrée et de sortie de 50 ohms peuvent être utilisés n'importe où - à la fois maison et industriel. Dans la version de l'auteur, des DFT maison de l'émetteur-récepteur RA3AO sont utilisés.
Je tiens particulièrement à noter qu'en mode réception, vous devez sélectionner le niveau de signal optimal à partir de l'OG, en vous concentrant sur le meilleur rapport signal/bruit à la sortie du chemin. Le niveau du signal de sortie de l'OG est largement déterminé par le facteur de qualité du résonateur à quartz ZQ3. Le niveau optimal peut être défini en sélectionnant la capacité du condensateur C20 dans la plage de 47 à 100 pF et / ou la résistance de la résistance R23 (330 à 750 ohms).
L'amplificateur de microphone sur les transistors VT7 et VT8 n'est requis que lors de l'utilisation d'un microphone dynamique. Si l'émetteur-récepteur fonctionne avec un microphone à électret ayant une FEM de 100 mV ou plus, il suffit d'installer uniquement un émetteur suiveur, après l'avoir fabriqué selon l'un des schémas connus.
Il n'est pas difficile de calculer la sensibilité réelle du chemin : les pertes dans le DFT sont de -6 dB, les pertes dans le mélange sont de B, le gain de la 1ère FI est de +20 dB, les pertes dans la 1ère filtre à quartz- -6 dB, gain du 2ème IF - +20 dB, pertes dans le 2ème filtre à quartz - -4 dB, gain du 3ème IF - +20 dB. Au total, avant l'entrée du détecteur (avant le condensateur C11), le gain de la voie de réception est de +38 dB, soit 80 fois la tension. A partir de l'entrée du détecteur, la sensibilité réelle mesurée (à un rapport signal sur bruit de 10 dB) est de 10 μV. Ainsi, la sensibilité maximale pouvant être atteinte à partir de l'entrée de l'antenne peut atteindre 0,125 μV. C'est théorique, mais en réalité - pas pire que 0,35 μV. Et tout cela grâce à la FI à faible bruit avec son gain relativement faible.
Aux basses fréquences (lecture - audio), il est beaucoup plus facile d'obtenir un gain important (comme, par exemple, dans les récepteurs conversion directe). Le gain ULF sur la puce LM368 peut atteindre plus de 70 dB ! Afin d'éliminer l'amplification excessive ("bruit blanc"), une résistance accordée R29 est installée.
Si, sur la base de cette voie, il est supposé fabriquer un émetteur-récepteur pour les bandes de basses fréquences, il est alors souhaitable de réduire la tension d'alimentation des étages inverses à +6 V, en remplaçant stabilisateur intégral 78L09 à 78L06.
Le contrôle du gain RF est mieux effectué à l'aide d'un atténuateur lisse (Fig. 2), qui est installé devant le DFT.
La voie principale peut être complétée par un générateur télégraphique (Fig. 3). Son circuit ne diffère pratiquement pas du circuit OG (à l'exception de l'élément de réglage de fréquence - un condensateur est utilisé à la place de l'inductance, ce qui permet de "tirer" la fréquence du générateur "vers le haut").

Un amplificateur de puissance à transistor (Fig. 4) avec une puissance de sortie d'environ 30 W est utilisé avec le chemin principal de l'émetteur-récepteur.

Dans la version de l'auteur, l'amplificateur est fabriqué "sur les patchs" sur une carte en feuille de fibre de verre installée sur un radiateur, sur laquelle sont fixés les transistors VT2 (directement) et VT3-VT5 (à travers des joints isolants). Pour augmenter la stabilité du fonctionnement des cascades sur les transistors IRF510, un anneau K7-4-2 M1000NN est placé sur la borne de grille de chaque transistor.
La configuration de l'amplificateur commence par régler les courants de repos des transistors (sans appliquer de signal RF): VT1 - 34 mA (en sélectionnant la résistance de la résistance R4), VT2 - 150 mA (en sélectionnant la résistance de la résistance R9), VT3 - 250 mA (en sélectionnant la résistance de la résistance R13), VT4 et VT5 - environ 200 mA chacun (en utilisant les trimmers R16 et R17).Le condensateur C6 est un élément très important du circuit, qui détermine en grande partie la réponse en fréquence de l'amplificateur de puissance. Le réglage de la réponse en fréquence doit commencer à partir de la plage de 28 MHz en sélectionnant la capacité du condensateur C6, en appliquant une tension de 100 à 120 mVeff à l'entrée de l'amplificateur RF. Dans ce cas, la sortie de l'amplificateur doit être connectée à une antenne équivalente à 50 ohms via des filtres passe-bas préconfigurés. Disons que la tension de sortie dans la plage de 28 MHz était de 40 V rms. Ensuite, nous passons aux plages de fréquences inférieures et en sélectionnant la capacité du condensateur C6, nous obtenons une tension de sortie d'environ 40 V rms.Ou vous pouvez immédiatement régler la capacité C6 sur 1000 pF et comparer la puissance de sortie dans les plages de 3,6 et 28 MHz. Peut-être que l'amplificateur aura une réponse en fréquence assez "décente". S'il n'est pas possible d'égaliser la réponse en fréquence en sélectionnant la capacité du condensateur C6, il faudra installer des condensateurs en parallèle avec les enroulements primaires des transformateurs T2 et T3 (il n'y a pas de condensateurs dans le schéma, car ils peuvent pas nécessaire) avec une capacité de 30-50 pF.
En conclusion, je voudrais noter qu'au cours de l'année de travail sur l'émetteur-récepteur, réalisée sur la base des schémas ci-dessus, plus de 160 pays ont été opérés sur la liste DXCC et plus de 210 diplômes ont été reçus dans le cadre du programme EPC.

Igor Avgustovsky (RV3LE)

Schéma de câblage de la carte mèreTRX "Klopik" (planche 2.0).

Il est possible d'installer des filtres à quartz assemblés "KF-8m" et "PKF-4m" sur cette carte.


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