石英フィルターのセットアップ方法。 SSB用のシンプルで安価なフィルター

水晶フィルターまたは個々の水晶フィルターを使用して IF パスを確認および確立する場合、ほとんどの無線アマチュアは、テスト信号をどこで取得するかという問題を抱えています。受信機ミキサを使用してパラメータを間接的に測定できるとは限りません。すべてが利用可能で比較的安価な高精度の多機能測定発生器が30〜90 MHzの周波数範囲をカバーしているわけではありません。または、従来のRF発生器（GKCh機能を備えた）の安定性により、水晶フィルターの特性を正確に測定および調整することはできません。 . そして、ほとんどの場合、そのような機器は利用できず、これらの作業のためだけに高価な発電機を購入するのは合理的ではありません.

この記事では、小さい (数十キロヘルツ) チューニングレンジ、2 ～ 90 MHz の中心周波数、50 Ω の出力インピーダンス、および 100 Ω の出力信号を持つ 2 チャネルの電圧制御発振器 (VCO) について説明します。 ...300mVのスイング。このデバイスは、GKCH の代わりに周波数応答メーターの一部として機能するように設計されており、別のノコギリ波信号発生器と連携することもできます。

VCOの安定した動作を得るために、2 ... 12 MHzの周波数用の安価で手頃な価格のセラミック共振器と、さらなる周波数逓倍が周波数設定要素として使用されました。もちろん、最新の要素ベースでは、DDS ジェネレーターまたは PLL ジェネレーターで同じ問題を解決できます (マイクロコントローラーと対応するソフトウェア）、しかし、そのようなデバイスの複雑さは、テストされた機器の複雑さを超えます。したがって、目標は、入手可能な要素を使用して単純な発電機を作成し、インダクタを製造することではなく、単純な測定器を使用してデバイスを調整することでした。

デバイスは、所有者のニーズに応じて、取り付けたり取り付けたりできない個別の機能ユニットに分割されています。たとえば、多機能の DDS ジェネレーターを使用している場合、ジェネレーターを組み立てて、周波数逓倍器とメインフィルターのみを使用して最終的な周波数に到達することはできません。不安定な動作を避けるために、高周波部分には74ACxxシリーズのCMOSマイクロ回路のみを使用することをお勧めします。

寸法が100x160 mmのデバイスのボード（図1）は、片面（ワイヤージャンパーを除くすべての要素が配置される上面）または両面にできるように設計されています25 MHz を超える周波数でデバイスを使用する場合。回路図とボード上の要素の番号付けは、それらが含まれるノードに割り当てられた番号から始まります。図上。図 2 は、基板の片面バージョンへの要素の取り付けを示しています。この場合、DIPパッケージ内のマイクロ回路のピンは、プリント導体の側面からはんだ付けされるため、特別な注意が必要です。

米。 1. 寸法が 100x160 mm のデバイスボード

米。 2.基板の片面バージョンに要素を取り付ける

セラミック共振器は短期間の周波数安定性に優れているため、その信号を使用して水晶フィルターを設定し、急勾配を確実に測定できます。このような共振器の相互共振間隔は、石英のものよりも一桁大きくなります。それらは、問題なく周波数の +0.3 ... -2% 周波数を引き上げることができます。公称値. 表で。図1は、2015年にロシアで購入された圧電セラミック共振器の主なパラメータと、74AC86マイクロ回路の論理要素上に発電機を構築する場合の周波数調整範囲を示しています。

表1

共振器タイプ 1)	定格周波数、MHz	ピン数	最小周波数 2) , MHz	最大周波数 3) , MHz

1) P - ZTA シリーズの共振器、PC - ZTT シリーズの共振器 (コンデンサ内蔵)、D - 弁別器 (FM 検出器で使用するため)。 2) 280 pF コンデンサ 2 個付き。 3) 20 pF コンデンサ 2 個付き。

より高い周波数 (13 MHz 以上) 用のセラミック共振器は、明らかに異なる技術を使用して製造されており、それらの周波数調整範囲は非常に狭いです。 ZTTシリーズの共振器にはコンデンサが内蔵されているため、周波数を調整するのははるかに難しく、公称周波数を常に取得できるとは限りません。

表で。表 2 は、さまざまな無線受信機 (RPU) およびトランシーバーで最も一般的な IF 周波数と、セラミック共振器を使用してこれらの周波数を生成するためのオプションを示しています。必要な乗算または除算係数を分析すると、オプションの数を増やして信号品質を確保するために、2 倍の乗算を適用する必要があることがわかります。

表 2

IF、メガヘルツ	主な用途	ジェネレータ周波数、MHz
IF、メガヘルツ	主な用途	オプション1	オプション 2	オプション 3	オプション 4
	自家製トランシーバー
	自家製トランシーバー
	自家製トランシーバー
	自家製トランシーバー
	自家製トランシーバー
	自家製トランシーバー
	標準
	トランシーバーIC R-75
	CBトランシーバー
	標準
	シビルRPU
	標準

	トランシーバー
	トランシーバー
	家計RPU
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	家計RPU

	ICOMトランシーバー
	RPUブリガンティン
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバーIC R-75
	トランシーバー

	RPU EKD(GDR)
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	トランシーバー
	自家製RPU

提案された周波数逓倍器の動作を理解するために、簡単に説明します重要なパラメータ 74ACシリーズのロジックCMOS素子の出力信号のスペクトル。これらの高速素子は 2 ～ 6 V の供給電圧で動作し、容量性負荷がない場合、出力パルスの前部の最小持続時間は 1 ns であり、最大250MHzの周波数。同時に、エレメントの出力インピーダンスは約 25 オームであり、高調波成分から大きなエネルギーを容易に得ることができます。このシリーズのロジックエレメントの伝達特性は対称的であり、出力段は出力電流と入力電流の負荷容量とスイッチング速度が同じです。したがって、30 MHz の周波数までの 74ACxx シリーズの論理要素とトリガーの出力信号は理想的であると見なすことができ、パルス信号のスペクトルに関連するすべての数学の法則を実際に高精度で適用できます。

同じパルス持続時間 t と一時停止 t p を持つ矩形信号、いわゆる蛇行 (デューティ係数 Q \u003d T / t および \u003d 2、ここで、T はパルス繰り返し周期 T \u003d t および +t p ですが、用語「デューティサイクル」、逆デューティサイクルK \u003d 1 / Q）は、最初の高調波（F 1 \u003d 1 / T - 基本周波数）に加えて、奇数高調波（2n + 1）F 1をスペクトルに含みます、ここで、n \u003d 1、2、3 ....実際には、高調波抑制でも特別な対策なしで40 dBに達する可能性があり、最大60 dBの抑制を達成するには、パラメータの長期安定性を確保する必要がありますフィードバックの助けを借りて、さらに慎重に調整して要素を調整します。

経験によると、最大 4 MHz の周波数で 2 分周器 (74ACxx シリーズの D フリップフロップと JK フリップフロップ、および分周器 74AC4040) を使用すると、最大 60 dB の抑制が得られます。 30 MHz の出力周波数では、30 dB に減少し、100 MHz を超える周波数では、偶数高調波の顕著な抑制はありません。

したがって、方形波は、スペクトルの相対的な純度により、周波数逓倍器で特に重要であり、後続のフィルターを簡素化します。このため、提案されたデバイスは、信号の対称性を調整するための要素を提供します。 74ACxx シリーズエレメントのほぼ理想的な出力特性により、スペクトラムアナライザを使用せずに、調整エレメントを使用して、出力での平均 DC 電圧を測定することにより、目的の信号形状を得ることができます。最大 20 MHz の周波数で最大 40 ～ 50 dB の偶数高調波の抑制が問題なく得られます。

出力信号のデューティサイクル（デューティサイクル）の測定は、測定モードでデジタルマルチメータを使用して実行できます定電圧(R in ≥ 10 MΩ)、測定限界を変更しません (図 3)。まず、マルチメータが較正されます。このため、抵抗が33 ... 100 kOhmの抵抗器を介して電力線に接続されます（チップの対応する端子に直接）。マルチメータの入力抵抗は 10 MΩ であるため、読み取り値 (U k) は供給電圧より 0.3 ... 1% 低くなります。抵抗器は、ワイヤのすべての静電容量とマルチメータの入力とともに、高周波信号のローパスフィルタを形成します。論理素子の出力に Q = 2 のパルス信号がある場合、マルチメータは U out = 0.5U k を示します。図４は、７４ＡＣ８６超小型回路発生器の出力における信号スペクトルを特別な平衡手段なしで示し、第１高調波に対する第２高調波の抑制は約３６ｄＢである。これは、周波数乗算器を扱うにはあまり適していません。

米。 3.出力信号のデューティサイクル（デューティサイクル）の測定

米。 4. ジェネレータチップ 74AC86 の出力における信号のスペクトル

出力信号の対称性を破ると、他のスペクトル成分を抑制することができます。たとえば、Q = 3 では (図 5)、3 の倍数である高調波が出力信号で抑制されます (図 6)。このようなモードの確立もマルチメーターを使用して実行されますが、平均電圧U out \u003d 0.333U to（または0.666U to）を取得するだけで済みます。このオプションは、2 倍または 4 倍の乗算が必要な場合に特に役立ちます。より高い高調波では、フィルターのコストにより、このオプションの実装がすでに困難になっています。

米。 5.信号スペクトル

米。 6.信号スペクトル

したがって、方形波は、7 次までの信号の奇数高調波を得るのに理想的です。より高いものはすでに大幅に減衰されており、それらを抽出するには複雑なフィルターとアンプが必要になります。 2 番目と 4 番目の高調波は、出力信号 Q = 3 のデューティサイクルで最もよく得られます。スペクトル内のすべての近位高調波が必要な場合は、Q = 2.41 (K = 41.5%) に調整する必要があります。

ここで重要な注意事項が続きます。局部発振器 PLL またはマイクロコントローラからの干渉が受信機内で「さまよっている」場合があります。クロック信号のデューティサイクルを適切に選択することで、干渉する高調波の一部を抑制することができます。しかし、一般に、クロック信号のデューティサイクルがデフォルトで正確に Q = 2 に設定されている場合、クロック信号からの高調波の全体的なバックグラウンドを減らすことができます。

提案されたデバイスは、主に線形モードで動作する論理 CMOS 要素を使用します。このために、インバータモードが使用されます (エレメントが 2 入力の場合、2 番目の入力は共通線または電力線）に従って環境保護を導入する直流(図 7) 動作点を伝達特性の中央に維持します。抵抗 R3 は OOS を提供し、抵抗 R1 と R2 の助けを借りて、伝達特性上の動作点の位置をシフトできます。この方式により、約 1.2 V のスイッチングしきい値を持つ 74xCTxx シリーズのロジックエレメントのバランスを取ることも可能になります (3.3 V の供給電圧で)。正しい設定の基準は、電源の 50% で出力電圧を確立することです。抵抗器 R2 の抵抗値は、入力信号回路への影響を少なくするために、できるだけ大きく選択されます。

米。 7. デバイスの図

伝達特性の急峻さは、30 ～ 40dB の電圧ゲインに相当します。したがって、数十ミリボルトの電圧を持つ入力信号は、すでにゼロから最大値までの出力の変化につながります。ある状態から別の状態に切り替わる際のノイズを低減するには、入力で特定の信号スルーレートを提供する必要があります (74ACxx シリーズの場合 - 約 125mV/ns)。この場合、特性のアクティブなセクションを通過中に干渉ノイズや自己励起が発生しない下限周波数があります。

並列 LC 回路がゲート入力で有効になっている場合、ノイズを生成することなく、より低い周波数の入力信号が許可されます。 3 MHz の周波数で 3.3 V の供給電圧の場合、最小電圧スイングは 0.5 ... 1 V です。より低い周波数で動作するには、74HCxx、MM74Cxx、40xx シリーズのロジックエレメントを使用する必要があります。

EXCLUSIVE OR 要素 (IC 74AC86) に基づいて、信号が一方の入力に直接適用され、RC 回路に基づく遅延線を介して他方の入力に適用される場合、2 倍の周波数逓倍器を簡単に作成できます (図 8)。 RC 回路の時定数 (τ) がパルス繰り返し周期 T よりも大幅に小さい場合、入力電圧が低下するたびに出力で短いパルスが得られます。つまり、パルス数 (およびその周波数) が 2 倍になります。 . コンデンサC1の遅延（RC回路の時定数）が増加すると、信号が三角形になり、その振幅が減少するため、スイッチング精度が低下し、信号品質が低下します-フロントがノイズで「浮き」ます。このような乗数は、τに対して安定して機能します

米。 8.周波数乗数

出力信号のさらに純粋なスペクトルは、Q = 3 の場合になります (図 9)。この場合、乗算器は周波数 2F 1、4F 1、8F 1、10F 1、14F 1、16F 1 などの出力で高調波を「放出」します。 2F 1 と 4F 1 の高調波のみが実際に重要であり、周波数 F 1 、3F 1 、5F 1 、および 6F 1 の高調波の抑制が役立ちます。この設定では、出力は U out \u003d 0.333 U k になります。

米。 9. 出力スペクトル

米。 10.信号スペクトル

測定発生器のブロック図を図 1 に示します。 11. この回路は、デバイスの機能を拡張するために同じ設計の 2 つのジェネレータ (G1、G2) を提供します。その後、周波数逓倍器Ｕ１または周波数逓倍器Ｕ２で中間周波数逓倍が行われる。倍率は、1、2、3、または 4 です。さらに、乗除算器 U1 では、乗算の前に信号の周波数を 2 または 4 で割ることができます。 DD1 要素の出力とローパスフィルター Z3 (カットオフ周波数 - 100 kHz) の後のミキサーでは、周波数 F = |n 1 F goon1 - n 2 F goon2 | で信号が生成されます。ミキサーは倍音にも作用します。

米。 11. 計測発生器の構造図

要素 DD2、DD3、Z1、および Z2 は変調器で機能し、乗算の最終段階で必要な信号のデューティサイクルを形成します。デューティサイクル Q = 2 の場合、要素 Z1 と Z2 は必要ありません。 DD4 と DD5 はバッファーアンプとして機能し、さらにパルス変調することができます。

ジェネレーター G3 は、インパルスノイズをシミュレートするために短いパルスを生成します。これは、高レベルの SPON 信号によってアクティブになります。その周波数を 100 ～ 1000 倍下げると (対応するコンデンサの静電容量を増やすことによって)、RPU の AGC またはノイズサプレッサのダイナミクスを調整することができます。

フィルタ Z4 と Z5 の助けを借りて、目的の高調波が選択され、アンプ A2 と A3 が信号に必要なレベルを与えます。結合された信号は、ジャンパ S1 と S2 を使用して GEN-3 出力で作成できます。

電源ユニット (PSU) はデバイスノードに 3.3 V を供給し、テスト対象の低電力機器 (TECSUN、DEGEN ラジオ受信機など) に電力を供給するための +3.9 V 電圧出力もあります。USB からの +5 V 電圧は、電源入力 - 携帯電話のポートまたは充電器、および不安定な電源から供給されます。ネットワークブロック出力電圧 5 ～ 15 V の電源装置。デバイスによって消費される電流は発電機の周波数に依存し、完全なセットで 70 mA を超えません。

この記事の次の部分では、デバイス回路の詳細な説明と、アマチュア無線リモートコントロールユニットで頻繁に使用される IF で動作するための構成のいくつかの具体例を提供します。

「Portable TRX」のメインボードを作ったアマチュア無線家から、そしてもちろん「リピーター」から興味深い情報が蓄積されています。

繰り返しになりますが、「すべてにお金を払わなければならない」という事実と、特に徹底的な調整とデバッグがなければ、輸入された「石鹸皿」のようなものとして考えられているトランシーバーは決して表示されないという事実に読者の注意を向けます。「ポータブルTRX」セクションに記載されているパラメーター」。もう一度思い出してください。回路がシンプルになればなるほど、各ステージから文字どおり最大パラメータを「引き出す」必要があります。そして、起源が不明で周波数応答が不明な一連のクォーツフィルターを10ドルで購入した場合、製造元が不明で、さらに理論的に予測されたパラメーターを備えたプラスチックトランジスタをはんだ付けしました（主にラジオ市場のディーラーの言葉から誰が購入したか）、そしてコイル（「ゴミ」から100年前のフェライトに巻かれたトランス）でさえ、そのような「モンスター」から何を期待できますか？ Dnepropetrovsk の Oleg (US5EI) から送られてきたメインボード No. 3 の特性を確認することを提案します。彼は、彼の観点から、一見、最も安価で最適な道をたどるリスクを冒しましたが、それは逆であることが判明しました-「以前は悪かったが、今ではますます悪化しています.. .」。彼は自分でボードを作成し、既製のものを購入したクォーツフィルターのトラックの構成を「少し」（彼の意見では）変更しました。彼は、フィルタ内の 4 + 4 または 6 + 4 クリスタルのオプションは注目に値しないと考えました - 彼は「標準的な」アマチュア無線オプション - 8 + 4 を使用しました。ボード上の残りの鉄片は、古いストックから使用されます（読み取り - ゴミ）。すべての「これ」は自家製のボードにはんだ付けされていましたが、将来的には「いつものように」判明しました。「モンスター」を復活させる試みは終了しました-「作者へのアピール」... ..

受信機の製造における最も重要なタスクは、感度と信号選択を提供することです。高品質のクリスタルフィルターがなければ、TRX でこの問題を 1 回の変換で解決することはできません。

これについて、アマチュア無線の文献で何回書き直されましたか??? しかし、私は再びこの問題に戻らなければなりません。ほぼ一定のHFの20年以上-設計、そして重要なことに、同じ年数の放送中の作業（放送中にほとんど誰も聞いたことのないデザイナーがいるため-彼らの「スキルと十分に高品質の「Radivo」を構築したい場合、メインセレクションのフィルターを節約することはできません. FOS は、通過帯域での減衰が最小で、少なくとも 70 ～ 80 Db の阻止帯域での減衰が必要です。低周波数範囲での最大遅延値が必要です。原則として、現在のレベルは 59 + 20-40 Db、つまりフィルタ減衰が 80Db で受信信号が +40Db の場合、S メータースケールで 2 ～ 3 ポイント「クロール」すると想定できます。このようなレベルは、XTAL ZQ に続くカスケードの動作に影響を与えることができなくなります。しかし、+ 80Db のレベルで隣人が同じ範囲に現れた場合、状況は「私たち」の方向には変わりません。ただし、受信機の基本的なパラメーターとしては取りません。つまり、隣人と同時に同じ範囲で操作することです。おそらく、そのような作業は彼にとって「楽しい」ものではなく、「そのようなレベルと戦う」ために、急進的な方法である減衰器があります。

何年にもわたって作られた何百もの水晶フィルターでは、通過帯域の減衰は水晶あたり約10Dbでした。クォーツの品質とサイズに応じて、一方向または他方向にわずかな違いがあります。ラダー型の水晶フィルターのことです。このようなフィルタの主な欠点は、周波数応答の低い方の傾きが広がることです。軍事生産の B1 の 6 クリスタルクォーツフィルター (発電機のものと混同しないでください!) は、少なくとも 70Db の通過帯域を超えて減衰します。残念ながら、私たちはそのような石英を忘れなければなりません - 古い在庫がなくなり、「これは二度と起こらないでしょう」.... 今日、最も手頃な価格の (しかし最高ではありません!) オプションは、ラジオ市場で 8.867MHz の小さな水晶振動子を購入し、それらから何かを彫刻しようとすることです。クォーツの種類と品質には細心の注意を払う必要があります。それらは数十のタイプとデザインを提供しますが、それらすべてをフィルターの作成に使用できるわけではありません. 最高品質のものは、非常に「許容できる」フィルターを作成することを可能にします。少なくとも-古いサンプルのB1のジェネレータークォーツより悪くはありません。 8 つのクリスタルは、帯域ごとに少なくとも 80Db の減衰を提供します。これは、前述のように、空中での「通常の」動作を目的としたトランシーバーには十分です。 1つの8クリスタルフィルターを作成して「落ち着かせる」ことができますが、入力と出力の間が3.3 cmで、2〜4Dbの帯域で減衰し、不均一性が高い小さなフィルター（小さな現代のクォーツから意味します）が得られます4-6Dbに。それを「メインボード」にインストールすると、その結果、フィルターをバイパスする「浸透」が最高で-60Db、OlegのUS5EIメインボードのバリアントで-40Dbになります。フィルター自体の作り方 - 「HFトランシーバー」の説明ですでに描きました。クォーツの下のプリント回路基板、「エレガントな」ボックスなど、あらゆる種類の「美しい」オプション。 - 石英の品質係数の低下 (石英の脚をガラス繊維に突き刺すとき) と、石英プレート自体をバイパスする信号の「クロール」の両方によって危険です。ボックスでフィルターを作成する場合は、ボックスに石英ケースを接地する必要があります。これは、薄い錫メッキされた金属で最もよくできており、内部のすべての取り付けは石英の脚で行われます。ほら - これがすべての工場フィルターの作り方です。共通の「質量」の下に部品が取り付けられている側からホイルを保存し、その上にクォーツケースをさらにはんだ付けして、自家製のボードとフィルターを作成するオプションを受け入れます。ボードのホイルにすべての側面をはんだ付けして、スズメッキされたスズで作られたシールドボックスでフィルターを上から覆うことができます. はい、同意します-あまり美しくなく、技術的に高度で、高速などではありません. しかし、このようにしてのみ、「乗り越える」ことをできるだけ避けることができます。そして、まず第一に、「ブランドの外観」またはフィルター自体の達成可能な最大パラメーターを維持するために「戦っている」のは何ですか？各デザイナーは、個別に自分で決定します...

以前は、一般的なラジオの「トレンド」を模倣して、単一の 8 クリスタルフィルターを作成していました。しかし、作業がはるかに便利なB1ケースのクォーツがますます不足し始めた後、小さなケースのクォーツの予備が使用され始めました-PK169がそれらに書かれています。そしてここで、通過帯域のムラを最小限に抑えることが困難であるという傾向と、8 結晶 ZQ でフィルターをバイパスする「クロールスルー」が「出てきました」。「発生した問題を打ち負かす」ための適切な試みが続きました…。これにより、4 つまたは 6 つのクリスタルフィルターを構築するという選択肢が生まれました。フィルターの位相特性に関する情報は、この決定をさらに裏付けました。フィルターが「長く」（リンクが多いほど）、フィルターの位相「バウンス」が多くなります。各リンクには個別の位相特性があるため、おそらく他のリンクの特性と一致しないため、「リンギング」が発生します。このような現象は、狭帯域のマルチリンクフィルターで自分の耳ではっきりと聞くことができます。この「リンギング」は SSB フィルターで聞くことはほとんど不可能ですが、一部の才能のある「聞き手」は、放送中の信号から、EMF または狭い石英フィルターが機能しているかどうかを判断することさえできます (私の意見では、これはもちろん「哲学的」質問 - 読む - 物議を醸す）。実際の実装では、6 クリスタルで周波数応答のフラットトップを提供する方がはるかに簡単で、4 クリスタルフィルターで 1Db 未満の不均一性がほぼ「自動的に」得られます。 6 クリスタル ZQ の通過帯域の減衰は、ほとんどの場合 2-3Db を超えず、4 クリスタルの場合は 2Db までです。しかし、そのようなフィルターの阻止帯域での減衰は HF トランシーバーにとって十分ではないため、メインボード No. 3 と No. 4 を開発する必要がありました。それらの。それらの間で一致するアクティブなカスケードを備えた「トレイン」でフィルターをインストールします。このような構成オプションの端から端までの周波数応答の実際の測定値を図 1 に示します。 1番。

測定は、SK4-59 アナライザーで実行されました。信号は、メインボード No.3 の初段 VT1 に供給され、VT4 ドレインのコイル接続巻線から取り出されました (検出器は切り離された状態)。 Oleg (US5EI) 製のメインボード #3 は、最大 8Db の帯域リップルで約 45Db の阻止帯域減衰を示しました。

おそらく、US5EI ボードのスルーパスの周波数応答と、2 つの 4 + 4 クォーツフィルターを使用した「標準」ボード No. 3 から SK4-59 スクリーンを視覚的に比較できる写真を撮ることができるでしょう。スケッチした写真を提供します。最初の 8 クリスタルフィルターの通過帯域リップルは 7Db に達し、通過帯域減衰は 40Db をわずかに上回ります。

米＃2。ボードの周波数応答 US5EI 8 クリスタルフィルター + 4 クリスタル

図3。 X1-38 で測定された 6 水晶フィルターの周波数応答 (リニアスケール)

図4。 SK4-59 で測定した 6 水晶フィルターの周波数応答 (対数目盛)

図5。 X1-38で測定された6 + 4水晶フィルタの周波数応答（リニアスケール）

図6。 SK4-59 で測定した 6 + 4 水晶フィルターの周波数応答 (対数目盛)

US5EI製メインボード#3

結論がそれ自体を示唆するのはそのためです。トランシーバーのシングルボードバージョンで「本格的な」クォーツフィルターを使用することには何か意味がありますか? いいえよりもイエスの可能性が高いです。ただし、通過帯域を超える特定のレベルの減衰までは、シングルボード設計では「忍び寄る」ことは依然として避けられないためです。たとえば、SK4-59 画面から「コピー」されたメインボード No. 3 の 2 つの周波数応答を引用します。 2 番目の 4 クリスタルフィルターは、この「実験作業」では変更されていません。これらのフィルターは、互いに 200Hz ずつずれています。しかし、そのようなアプリケーションでも、フィルターの「ゲート」が「調整」されていない場合、全体的な周波数応答の違いは改善されます。 -10Db および -60Db のレベルでの直角係数 (4 + 4 オプションの Kp = 1.96 および 6 + 4 オプションの Kp = 1.78) と、通過帯域を超える減衰 - 4 + では約 75Db の両方に関して4 オプション以上、オプション 6+4 の場合は 80Db。 70Db を超えるレベルは、アッテネーターノブと出力/入力レベルをさらに操作しない限り、デバイスで正確に測定することは困難です (スケールは数十 Db 単位で目盛られています)。周波数応答の図を上に「引き伸ばす」と、デバイスの入力アンプの過負荷が観察されます - 周波数応答の上部「バー」がフラットになり、制限が観察されます。下に「伸ばす」と、CRT 画面にキャリブレーションされたグリッドがなくなります。スルーパスの周波数応答帯域幅で何が起こっているかは、X1-38 の助けを借りてより便利に見ることができます。このデバイスには Db 単位の ATT 目盛りがあり、画面ははるかに大きく鮮明です。唯一の残念なことは、線形モードの操作しか提供しないことです。ボード自体でさらに調整される4 + 4および6 + 4フィルターオプションの帯域幅の不均一性は、2Dbを超えません。 US5EIボードの不均一な周波数応答は、ほぼ10Dbでした。

結論。

それは、これらの「実験的な作品」から示唆されています。自家製のクォーツフィルターは、その中のクォーツの数に関係なく、ボードに取り付けるときに追加の調整が「必要」です。もちろん、10ドルでフィルターのセットを購入し、それらをボードにはんだ付けし、フィルターに最も近いコイルのコアをねじり、すべて-先に進みます-マイクを「歯の中に」-「みんな、アジアとバルト諸国のすべての人」...悲しいことに、「簡単な生活」の愛好家を動揺させる必要があります」. まず、10 ドルのクリスタルフィルターに期待できることは何ですか? フリードリッヒサーフェン (ドイツ) で開催された「ラジオ展示会」に参加して、私は特に TRX 用のコンポーネントを探していましたが、(数百のオファーから) 30 マークの英国企業の 9MHz フィルターを見つけることができましたが、これらの製品の品質は...最も安価なクォーツフィルターは、特性がすでに似ていますが、実際には必要なものに対して数十マルク以上の費用がかかります. まぁ、今は悲しい話はやめておこうかな…

ラダー回路に従って組み立てられた水晶フィルターは、フィルターが接続されるカスケードのパラメーターにとって非常に重要であることを覚えておく必要があります。フィルターの製造中にベンチで得られた公称 R または C 負荷からのわずかな偏差 (一見しただけでも) は、周波数応答の変化を引き起こし、おそらく「必要な」方向には変化しません。 . さらに、ここにカスケードの静電容量とインダクタンスの「反応性」を追加します-その結果、「いつものように」...これの鮮明な例は、夕方の低周波範囲で聞こえます.... .

経験が示すように、状況は自家製フィルターを完全に放棄するほど「ひどい」ものではありません。ボードに取り付けるときは、負荷抵抗 (R8、R15) とフィルター内の 1 ～ 2 個の極端なコンデンサーを選択する必要があります。たとえば、VT1フィールドのカスケードの後、ほとんどの場合、入力ZQの直列容量C7は除外され、ジャンパーに置き換えられ、次のコンデンサC8は容量を減らす必要があります。同じことがフィルターの反対側の2つのコンジット（C11、C10）にも当てはまります-特定のスイッチング回路でそれらを選択する必要があります（読み取り-VT3のカスケードに必要な品質との間の特定の「コンセンサス」を見つけることによって）フィルターの周波数応答)。また、マルチレゾネーターよりもプレートの数が少ないフィルターでは、周波数応答のフラットトップを提供する方がはるかに簡単であることにも注意してください。クォーツの数に戻ります。シングルボード設計では、主なタスクは、フィルターをバイパスする信号の「クローリング」を最小限に抑えることです。「Portable TRX」ボードオプションでは95-90Db以上は得られません。 6 + 6 ZQ オプションもテストされました。そして、これについて「ひどく泣く」必要はありません - Radiohobby マガジン 2/98 に掲載されているトランシーバーの周波数応答を見てください。 p.29 - Georgy UT5ULB は、ソビエトのデバイスの中で「最もクールな」(RA3AO で) 測定しました…. 蓄積された経験に基づいて、このようなボードでは 4 + 4 を使用することをお勧めします。「一般的な直角度」を改善するために、6+4 オプションが可能です。通過帯域での減衰が大きい (1Db だけ) という点で、4 + 4 オプションよりも劣っています。しかし、周波数応答の勾配の急峻さと、阻止帯域での大きな減衰 (10Db) の両方の点で、明らかに優れています。これは、図 1 で明確に確認できます。 TRX で主に高周波数範囲で動作することになっている場合 - 8 つ以上のクォーツを使用しても意味がありません - このオプションでは、周波数応答のほぼフラットなトップが得られます (「怠惰な」フィルター設定でも不均一になります。 2Db を超えない)、受信信号の損失を最小限に抑えます。トランシーバーの最大の「香り」は必要ないが、低周波数帯域で「太陽の下で戦う」ことを意図している場合は、6 + 4 オプションが適しています。ちなみに、クォーツフィルターを計算するプログラムの作成者の1人であるAnatoly UA1OJと通信したとき、8枚よりも少ないプレートからのフィルターを備えたカスケードの「列」の使用の正確性をもう一度確信しました。彼の結論は次のとおりです。多くの場合、6.5-8Db で発生しました。デモ (クォーツフィルターを計算するためのプログラムのデモバージョン、明確化 UT2FW) でさえ、これを確認するのに役立ちます。そして、その結果は私の実際の測定値に近いものです。」このような減衰値は、ほとんどの場合、ランダムに選択された、またはまったく選択されていない 8 共振器フィルターで得られますが、ラジオ市場で提供されたものを購入しました。ここで、隣接チャネルの悪名高い選択性を追求するために、そのようなクォーツの「標準セット」(8 つのうちの 1 つと 4 つのうちの 2 つ) をインストールする場合を想像してみてください。私の意見では、隣接するステーションの「互換性」の問題を探す必要があるのは、フィルター内のクォーツの数ではなく、送信機の出力段の動作の品質です。トランシーバーに高品質のブランドのマルチバックフィルターをインストールすることのポイントは何ですか-隣人が2つのGK-71によって左右される2つの「角のあるもの」をオンにした場合? それは出力パワーについてでさえありませんが、そのようなモンスターのユーザーの愚かさについてです-すべてのノブが右端にあるとき.... 2 つの GU-84B を使用でき、近くまたは遠くの隣人に干渉しません。また、GU-29の出力段からも可能です-「アノードで300Vのライトモードで-電流に0.5アンペアを絞り出す」-低周波範囲で作業している人は私を完全に理解するでしょう.... まあ、それは別の記事のトピックです。

設計者にとっては、現代のブルジョア TRX の内部を見るのは興味深いでしょう。これはRX-TXのメインボードとシンセサイザーユニット（3つのコイルを備えたシールドボックス、内部を見るためにカバーを取り外したもの）FT-817と一緒の写真です。これは私が制御受信機として使用しています。オープンで0.1～156MHz、420～470MHzで動作します。ハンダ付けのアマチュアとして、その特性を探求することに興味を持ったことは明らかです。つまり、muRata CFJ455K 社製のフィルターを使用した受信パスの周波数応答は、メインボード No. 2 を搭載した「ポータブル TRX」の周波数応答にほぼ対応しています。低い斜面の側にあるブランドのフィルターの固さはわずかに高く、これは空気を聞くときにも目立ちます。しかし、そのようなフィルターのコストについて尋ねてみてください-そして、何が良くて何が悪いかについて結論を導き出してください....

八重洲のFT-817。

このデバイスの出力電力は会社によって 5W であると宣言されていますが、実際には SSB モードで 2.8W であるため、あまり放送されません。そのような TRX 用に、最大 200W の Pout を備えた外部サイロの完成したデザインをゆっくりと準備しています。 1:1のサイズのワンボックスに、「ポータブルTRX」として、サイロ、SU、SWRメーター、PSUが入っています。準備状況に関する情報は、私のウェブサイトに表示されます。また、最も迅速に準備されている出版物として、おそらく Radiohobby マガジンにも表示されます。そしておそらく、時間と欲求とレビューの詳細な記事があれば、なぜこのFT-817は「ソープディッシュ」であり、何を「消費」する必要があるのでしょうか??? さらに、しばらくの間、FT-817とFT-100D、TS-870との実際の比較を行うことができ、もちろん結論（少なくとも私にとってはJ）が作成されました。

一部の「リピーター」は、特に信号制限を可能な限りオンにすることにより、4 + 4 バージョンの「抑制されていない」非動作側波帯に注目しました。これは、そのようなフィルターを使用しても驚くことではありません。はしごフィルターの下側の傾斜がきつくなり、非稼働側のストリップの一部が「忍び寄る」。唯一の問題は、周波数離調に応じてそれを抑制することです。図 1 では、垂直線は、フィルターの下部スロープ - Fop 上の基準発振器周波数 (通常、-6 dB のレベルで下部スロープのポイントより 300 ～ 400 Hz 下) のおおよその位置を示しています。基準発振器の周波数で少なくとも 50Db の抑制を提供するような急峻な周波数応答の低い勾配が必要です (これらは、上記で説明したマルチバックフィルターにすぎません)。「考えられる、考えられないすべての副作用」を一気に抑制します。 4 共振器フィルターのバリエーションでは、発振器周波数の領域での抑制は 18-20Db であり、6 共振器フィルターでは 22-30Db です。したがって、最大信号制限を巻き上げて4つのクォーツに通し、そのような信号をGU81Mランプで増幅する場合（「簡単」モード-アノードで1500Vで！L）-隣人は「喜んで」います...これについては、「ポータブルTRX」の説明ですでに警告しました。以下に、理論的に計算された 1 つの 6 クリスタル ZQ の「写真」と、3-4-6 クリスタルフィルターの 1 つのグラフに結合された周波数応答を示します。

非稼働横方向を「ただ」抑制するのではなく、基準発振器の周波数に対する離調に応じて抑制する必要があります。たとえば、500Hz または 3KHz だけ基準周波数から離調すると、抑制が異なることは明らかです。「抑制されていない」側の仮想帯域幅のほぼ中央 (基準周波数の左側にあるフィルターのミラー周波数応答を想像してください) は、基準発振器の周波数より 2 kHz 低くなります。これは 8860.5 の周波数です。理論的に計算された 6 クリスタルフィルターの MHz - その減衰は -70 dB で、このクラスのトランシーバーには十分です。もちろん、実際には、フィルター自体の品質と、メインボードの仕上がりと設定の両方に関連して、通常はさらに悪化します。ちなみに、ラジオ市場で誤って購入したクォーツからのフィルターの周波数応答を計算して確認したい場合、それらを事前に作成する必要はありません（なぜなら-そして怠惰で、実際には楽器がないからです）この目的のために - 水晶フィルターを計算するためのプログラムに細心の注意を払うことをお勧めします。そのデモ版は、この記事の準備中に Anatoly UA1OJ によって親切に提供されました。このプログラムは、プログラマーが「これは小さな鉄の箱は何ですか？」とリモートで想像してコンパイルしただけでなく、そのような「箱」がどのように組み立てられるかを直接知っている無線オペレーターの注意深い目の下でコンパイルされました。私は、コンピューターのボタンを使用して「理論化」するよりも、実際のフィルター設計のデバイスでの周波数応答の実際の製造と検証に精神的に近づいていますが... ..

Georgy UT5ULBによって測定されたTRX RA3AOの周波数応答を通して -

水晶フィルターの製造に進む前に、事前にチェックして拒否する必要があるため、可能であれば、ある程度の余裕を持って水晶振動子を買いだめする必要があります。フィルターに新しいクォーツを取り付けることはお勧めしません。他の部品と同様に、経年劣化します。それらは、リリース後の最初の年に最も集中的に頻度を変更します。

したがって、最初の 1 年で 9 MHz のクォーツは、その周波数を 180 Hz 変化させることができます。これは非常に顕著です。今後 2 ～ 4 年間、相対周波数ドリフトはフィルタの動作に影響しません。コンデンサも経年劣化しやすいため、水晶と同様に数年 (3 ～ 5 年) 経年劣化させる必要があります。

水晶振動子は、その中のパラメータの広がりが小さいため、同じバッチから購入する必要があります。良好なフィルタパラメータを得るには、水晶の直列共振の周波数拡散がフィルタ帯域幅の 0.1 を超えてはなりません。たとえば、3000 Hz の帯域幅の場合、すべての水晶振動子の周波数 Fs の算術平均から、広がりはプラスまたはマイナス 150 (15) Hz を超えてはなりません。

水晶の電気的パラメータの決定。

G4-102 ジェネレーターは使用しない方がよいでしょう。フォームが悪い GSS と RF 電圧計の代わりに、X1-38 周波数応答計を使用することをお勧めします。

計器がない場合、GSS の代わりに、ノイズ発生器と無線受信機を使用できます (図 2)。一般的に言えば、優れた RX は、さまざまな方法で使用できる汎用性の高い楽器です。 RX では、S メーターの測定値に応じて AGC もオンになります。そこにない場合は、ULF 出力でテスターをオンにすることができます。

直列共振周波数 Fs では、水晶は直列発振回路と等価であるため、RF 電圧計または RX の読み取り値は最大になります。

並列共振周波数 Fp では、クォーツは並列発振回路と同等であり、機器の読み取り値は最小です。

しかし、この瞬間はバイパスすることができます。水晶は直列発振回路と同じ式で表されます。必要なのは、周波数を 10 Hz まで測定できる周波数計と 2 つの基準コンデンサだけです。 C1とC2、その容量は0.1 ... 1％の精度で知られています。 3 ... 10 MHz程度の周波数の場合、C \u003d 39 pFおよびC2 \u003d 20 pF。静電容量値を正確に測定できない場合は、基準コンデンサを自作することができます。
このために、5 ... 10 個のコンデンサを、必要な容量の 5 ... 10 分の 1 の容量で使用し、並列に接続します。実際には、エラー拡散曲線はガウス正規分布に従い、対称であり、ほとんどの場合、値の拡散は指定された許容値よりもはるかに小さくなっています。

リファレンスコンデンサの精度は確実に 1% を超えます。 TKE (容量温度係数) はゼロでなければなりません。このケースでは、TKE がゼロでないコンデンサがあるとします。

一般的なルールは次のとおりです。 - TKE x C \u003d + TKE x C。C \u003d 6.2 pF、PZZ - 3 個、C \u003d b.2 pF M47 - 2 個があります。およびC \u003d 6.2 pF MP0 -1個。得る; 6.2 x (+33) x 3 + 6.2 x 0 x 1 + 6.2 x (-47) x 2 = 6.2 pF (+ 99 - 94) = 6.2 pF P + 0.03

これは、温度が 10°C 変化すると、容量値が 3x10 -5% (0.000003%) 増加することを意味します。 \u003d 6.2 x 6 \u003d 37.2 pF P + 0.03 を設定します。同様に、セット No. 2 を作成します。
Fs を測定するために、(2] の図 4 の回路が組み立てられます。これは、水晶が Fs 付近で励起されるエミッタ結合マルチバイブレータ回路です。

水晶ごとに Fso を測定し、測定データを表に記入します。次に、各水晶と直列に、コンデンサ C1 をオンにして Fs1 を測定します。データはテーブルに入力されます。同様に、Fs2 を測定します。次に、算術平均値 Fs0、Fs1、Fs2 を見つけます。水晶フィルターを計算するには、水晶振動子のインダクタンスの値を知る必要があります。これは、3 周波数法によって求められます。

Lk \u003d 1 / 2665 x 10 10 (Fs2-Fs1) / , (1) ここで、LK - Gn; C1およびC2 - pF; Fs0、Fs1、Fs2 - Hzで、

式（1）による計算誤差は2.5％を超えません。以下に、SSBを受信するためのチェビシェフ特性と電信信号を受信するためのバターワース特性を持つ4、6、および8の水晶フィルターを計算するために必要なデータを示します。リング「少ない」が、通過帯域外の減衰が少なく、角形係数 Kp が悪い (図 5)。

Kp は、0.7 (-ZdB) のレベルでの透過率低下に対する、所与の減衰レベルでの水晶フィルターの通過帯域の比率です。

たとえば、-60 dB / -3 dB = 4.25 / 2.5 = 1.7 のレベルで Kp 1.7。フィルタは、周波数応答の不均一性 = 0.28 dB に合わせて設計されていますが、実際には、避けられない製造上の不正確さにより、多少大きくなることがわかります。

フィルタはで与えられた方法に従って計算されますが、直列のものからの入力および出力容量 (C2,3) は並列のものに再計算されます。フィルターを一致させるのは不便です。これは、設置の静電容量が影響し、容量性分割器を形成することに加えて、有用な信号が8 ... 15％減少するためです。
8枚のクリスタルフィルターは実装容量の影響を軽減するため、TセクションをPセクションに変更。発振回路（受信部のダイナミクスを低下させないように強磁性コアなし）を使用して水晶フィルターを一致させるのが最善です。これらは、信号対雑音比を負荷された品質係数の平方根に改善します。

0.28 dB の通過帯域でチェビシェフ特性と周波数応答ムラを持つ水晶フィルターの計算 (SSB)。

4 重フィルター、図 6。

C1.2 \u003d 33354 / (Fs0 + P / 2) x Lk x P (pF)、ここで

Fs0 - 算術平均値 (kHz)、

LK - 式（1）（H）で計算された水晶インダクタンス。

P - フィルター帯域幅 (kHz)。

C2.3 = 1.149 × C1.2; C1 = 0.419 × C1.2

フィルタ負荷抵抗

Rf \u003d 8.63 x Lk x P (オーム)、ここで、Lk は H、P は Hz です。

6 結晶フィルター、図 7。

C1 \u003d 39 pFおよびC2 \u003d 20 pF。

C1.2 = 35383 / (Fs0 + P / 2) × Lk × P、pF

C1 \u003d 0.439 x C1.2;

C2.3=1.213×C1.2。

C3.4=1.344×C1.2;

C \u003d 3.907 x C1.2

Rf \u003d 7.715xLk x P.

8 クリスタルフィルター、図 8。

C1.2 \u003d 36007 /（Fs0 + P / 2）×Lk×P、pF、

C1 = 0.578 × C1.2;

C2.3 = 1.227 × C1.2;

C3.4 = 1.357 × C1.2;

C4.5 = 1.297 × C1.2

C2 = 0.832 × 01.2;

C3 = 1.471 × C1.2;

C4 = 0.525x C1.2、

Rf \u003d 8.862 x Lk x P

上記の式からわかるように、たとえば、チェビシェフ特性を持つ電信ダイを取得するには、計算されたSSBフィルターのすべての静電容量値をPssb / Pcw / Rfに等しい係数で増やすだけで十分です同じだけ減ります。この手法は、SSB によって製造された水晶フィルターの P が、使用されている水晶の共振ギャップが小さいために必要な値よりも小さいことが判明した場合に使用できます。必要な帯域幅を得るために、すべてのフィルター容量を適切な回数だけ減らします。しかし、低品質のクォーツが引っかかった場合、この方法は役に立ちません。
バターワース特性を持つ電信 (CW) 水晶フィルターの計算。

(記号は図 6-8 と同じです)。

四結晶水晶フィルター。

C1.2 = 30125 / (Fs0 + P / 2) × Lk × P、pF、(kHz、H)

C1 = 0.22 7x

C1.2; = C2.3 = 1.554 x C1.2;

Rf \u003d 9.62 x Lk x P. (H, Hz) オーム

6 クリスタルフィルター。

C1.2 = 21670/(Fs0 + P/2) × Lk × P

C1 = 0.173 × C1.2;

C = 1.795 × C1.2;

C2.3 \u003d 1.932 x C1.2;

C3.4 = 2.258 × C1.2

Rf \u003d 17.429 x Lk x P.

エイトクリスタルフィルター。

C1.2 = 16678 / (Fs0 + P / 2) × Lk × P.

C1 = 0.157 × C1.2;

C2.3 = 2.064 × C1.2;

C3.4 = 2.743 × C1.2;

C4.5 = 2.979 × C1 2

C2 = 0.583 × C1.2;

C3 = 0.359 × C1.2;

C4 = 0.625 × C1.2;

Rf \u003d 17.429 x Lk x P

SSB と同じ周波数で CW を動作させるには、同じ基準水晶発振器を使用する必要がありますが、CW 受信が低すぎる周波数にならないように、CW フィルター帯域幅を 400 .... 700 Hz シフトする必要があります。の場合、信号トーンは最適になり、0.8 ..... 1.2 kHz になります。 Fs = 400 ～ 700 Hz のクォーツを常に選択できるとは限らず、別の CW フィルターを作成するにはコストがかかります。で EU1TT によって提案された方法を使用することをお勧めします。

コンデンサ C2 は水晶振動子と直列に接続され、Fs は 400..700 Hz 上昇します。コンデンサ C1 は、結果として得られる等価共振器の共振ギャップを狭めます. C2 の値は、次の式で計算されます。

C2 \u003d 0.0253302 / Lk x (2Fs0 x f + f 2 ), pF (2)、ここで、Lk は H、Fs0、f は Hz 単位です。 Fs = 400...700Hz。 C2 = 50...200 pF で、実験的に選択できます。 UP2NV の推奨によると、C1 は 20 ～ 70 pF の範囲であり、容量値が大きいほどフィルタ帯域幅は小さくなります。コンデンサは小型のリレー（RES-49など）で接続されています。それらの。同じ水晶が SSB および CW フィルターで同時に使用されます。

適切に設計された受信機では、パスバンド Ao の外側の減衰量、ブロック DD1 のダイナミックレンジ、DRS の相互変調のダイナミックレンジ、中間周波数 RX のゲイン Kus. IF (すべて dB) には依存性があります: Ao = DD1、および Do = DD3 + Kus.IF RA3AO トランシーバーの場合、これは Ao = 140 dB および Ao = 100 + 60 = 160 dB になります。

2 つの値のうち大きい方を選択します。 (筆者は SSB フィルターに 8 個のクォーツを使用しました。CW フィルターに 6 個、クリーンアップフィルターに 2 個の合計 8 + 6 + 2 = 16 個のクォーツ)。 FOS - 13 個、2 番目の FOS - IF アンプの初段と 2 段の間に 6 個、クリーンアップフィルターに SSB/CW フィルターを配置することをお勧めします。これにより、トランシーバーの受信パスの高いダイナミクスを実現し、実際の選択度を大幅に向上させることができます。

フィルターの正しい製造は非常に重要です。基板実装は実装容量や挿入損失の影響で不向きです。何よりも、クォーツリードにヒンジで取り付けられます. 成功した設計は、図 9 で UY50N によって提案されました.

取り付け側（下から）、水晶振動子のリード側（金属ケース内）から見たフィルタ。共振器の位置は垂直です。インストールはきちんとしていて、結論に基づいて直接実行されます。それらは、両面が資金提供されたグラスファイバーで作られたボードに取り付けられています。ホイルの穴は皿穴です。
これらのノードはすべてシールドケースで作成し、ミキサーケースを水晶フィルターケースに一点で接続し、中間周波数増幅器のケースを水晶フィルターケースにフィルター出力の近くの一点で接続する必要があります。ミキサーと中間周波増幅器の電流がスクリーンを通して混合しないように、スクリーンはかなりの厚さでなければなりません。帯域幅を変更するためのリレーは、水晶の近くに配置し、パススルーコンデンサとデカップリング LC 回路によって給電する必要があります。

石英は、F が最も近いペアに分割する必要があります。最小間隔のペアはフィルターの端 (ZQ1-ZQ8) リンクに配置し、最大間隔のペアは中央リンク (ZQ4-ZQ5) に配置する必要があります。製造されたフィルターのパラメーターを測定する場合、フィルターの PFC を歪めないように、デバイスを正しく接続する必要があります (図 10)。可能であれば、コンデンサは少なくとも 1% の精度で選択する必要がありますが、5% の公差で使用するとフィルタパラメータがわずかに悪化するため、まったく問題ありません。

小型のセラミックコンデンサを使用し、TKE を最小限に抑える必要があり、使用できなくなったさまざまな機器の古い KT-1 コンデンサを使用することもできます。また、内張りの一部を外側からメスで容器を小さくする方向に丁寧に削り取り、容器の調整ができるのも便利です。分離のための離れた場所は、BF-2 接着剤の薄い層で覆われています。ピースは他のタイプのコンデンサから切り離すことができます。プレート間の短絡について、取り付けられた「コンデンサ」をチェックすることを忘れないでください。

機器に取り付けた後、水晶フィルターを一致させる (必要な抵抗値にロードする) 必要があります。そうしないと、周波数応答 (振幅-周波数特性または通過帯域形状) が計算された (期待される) ものから遠く離れてしまいます。フィルタの入力容量 (C2,3) の値は、実装容量の値だけ減らす必要があります。これにより、フィルタ通過帯域の周波数応答の不均一性とフィルタ通過帯域の減衰量の両方が大幅に増加する可能性があります。適切に製造および設置されたフィルターには、トリプルは必要ありません。

許容される間隔 Fs で必要な数のクォーツを選択できなかった場合は、周波数を調整できますが、機械的にではなく電気的に調整できます (図 10、これも EU1TT によって提案されました)。式 (2) を次の形式に変換して使用することもできます。

С2 = 0.0253302/Lκ x (Fs max - Fs I) (3)

オシロスコープを使えば、周波数応答計に相当するシステムを構築できます。これを行うには、ジェネレーターからの信号を、減衰器を介してトランシーバーまたはレシーバーの入力に適用する必要があります (図 4)。可変抵抗器 150 kOhm はオシロスコープからのこぎり波電圧を印加し、その出力はコネクタにもたらされます。この方法は、フィルターがあるべき場所でフィルターの周波数応答を観察できるという点で便利です。オシロスコープが低周波の場合、検出器の出力に接続できます。フィルタの周波数応答を観察するこの方法では、周波数の広がりが大きい水晶を使用して交換し、必要な周波数応答を実現できます。しかし、これは信頼性が低く、手間がかかり、同一の周波数応答を持つ一連の水晶フィルターを作成することはできません。

提案された方法に従って、8.002 MHz と 5.503 MHz の周波数に対して 6 + 6 + 4 の水晶フィルターの 2 つのセットが作成され、帯域幅の間隔はプラス/マイナス 50 Hz でした。それらの。 2500 Hz ではなく 2600 Hz の 100 Hz 広い帯域幅で計算する必要があります。特性は計算されたものとよく一致し、フィルターは追加の調整を必要とせず、回路内で直接一致しただけでした。この記事は、多くの著者の成果と彼ら自身の長年の経験をまとめたものです [b], .

クズメンコ (RV4LK)

1、ラジオ、1975 年第 3 号、L. ラブタン「クォーツ共振器」。

2.インフォテック、A.カラカプタン、UY50N「石英フィルターの製造方法」。

3. ラジオ、1982-1983 V. Žalnerauskas による記事、元 UP2NV。

4. アマチュア無線、1991 年第 11 号。 I. Goncharenko、EU1TT、「可変帯域幅水晶フィルターで SSB/CW 帯域幅を組み合わせる」。

5. ラジオ、1992 年第 1 号、I. ゴンチャレンコ、EU1TT、「不等共振器のラダーフィルター」。

6. Radiodesign、1996、No. 3、A. Kuzmenko、RV4LK、元 UA4FON、「水晶フィルターの計算と製造のための水晶振動子のパラメーターの決定」。

7. アマチュア無線、1993 年、第 6 号、A. クズメンコ、RV4LK、元 UA4FON、「ラダーフィルターを計算するための水晶振動子のパラメーターの決定」

(MS Word、ZIP)- 1.7MB。 10 分 @ 28.8 kB/秒

アマチュアHFおよびVHF無線通信用の機器を作成する際の主なタスクの1つは、さまざまなタイプのフィルターを使用して解決される選択です。高いフィルターパラメーターを取得するには、高品質の要素を使用する必要があります。このような要素は、電気機械フィルターの磁歪ディスクや圧電フィルターの水晶振動子です。アマチュア無線の練習では、同じ共振器の準多項式水晶ラダーフィルターが広く使用されています。

すべてのバンドパスフィルターは、プロトタイプのローパスフィルター変換に基づいて構築されています。多項式フィルターには、直列回路と並列回路が含まれます。このようなフィルタは、中域周波数に関して幾何学的に対称な特性を持っています。しかし、設計時には、多くの場合（狭帯域、高周波など）、直列回路と並列回路の要素の値に大きな違いがあるため、設計、製造、およびチューニングの点であまり便利ではありません。 . 十分な狭帯域フィルターの場合、並列アームと直列アームのインダクタンスとキャパシタンスの値の比率が非常に大きくなり、要素のサイズが許容できなくなります。したがって、バンドパスフィルタは、誘導結合または容量結合によって相互接続された直列回路または並列回路のみからなる回路として実装されることがよくあります。代表的な例集中選択フィルター - 結合回路上の FSS とラダークォーツフィルターが使用できます。フィルタの平均周波数の 10 ～ 20% を超えない相対帯域幅を持つ結合回路上のバンドパスフィルタの減衰特性は、同じ数の発振回路を持つ多項式バンドパスフィルタの減衰特性に非常に近くなります。このようなフィルタの計算は、多項式低周波プロトタイプのテーブルを使用して行うことができます。したがって、これらのフィルターは準多項式と呼ばれます。

アマチュア条件での準多項式クォーツ SSB および CW ラダーフィルターの設計と製造の問題は、四半世紀にわたって関連してきました。それ以来、このトピックに関する多くの記事がマスコミに掲載されています。 J. Hardcastle (G3JIR) は、ラダークオーツフィルターのパイオニアであり、専門家として認められ、アマチュア無線家の間で普及したと考えられています。彼は、注目に値する最初の人物の 1 人であり、上記のフィルターを計算する方法の開発に多くの労力と才能を注ぎ込みました。彼の記事はベストセラーになりました。

特定のパラメーターを使用した高品質の水晶フィルターの計算とモデリングは、実行する必要がある難しい作業です。多数数学的計算。この問題を解決するには、コンピュータの使用が役立ちます。アマチュア無線の練習におけるこの傾向の最初の熱狂者は U. Rohde (DJ2LR) でした。ブリッジフィルターの計算に関する彼の知識と経験は、小型コンピューターファミリ用のプログラムに反映されており、詳細は .

しかし、海外だけがクォーツフィルターに注目したわけではありません。 V. Zalnerauskas は、Radio マガジンのページに一連の記事を掲載しました。その中で彼は、前任者によって発見されなかった新しい、水晶フィルター製造の理論と実践のページを強調しました。 S. G. Bunin と L. P. Yaylenko は、このトピックに十分な注意を払いました。「狭いサークルで広く知られている」ウクライナのデュエットの「短波アマチュア無線オペレーターのハンドブック」は、何千部も印刷されました。

上記の作品の出版以来、進歩とそれに伴うコンピューターおよび情報技術は、人間の活動のすべての分野に深く浸透してきました。彼らはアマチュア無線の動きも迂回しませんでした。コンピュータは、アマチュア無線通信およびエンジニアリングでますます使用されています。多くのアマチュア無線家は、水晶フィルターの計算と設計に関連する問題を解決するためにコンピューターを使用し始めました。

コンピュータプログラムを使用すると、大量の数学的計算を迅速かつ効率的に実行し、結果を分析して、最も適切なオプションを選択できます。インターネット上のアマチュア無線通信専用のサイトでは、ラダークオーツフィルターを計算するためのさまざまなプログラムを最大 10 個見つけることができます。しかし、基本的にこれらのプログラムは、カップリングコンデンサの値と、設計されたフィルタの入力インピーダンスのみを計算します。さらに、上記のプログラムでは、計算結果にかなり大きな誤差があり、場合によっては最大 50% に達します。このエラーは、水晶振動子 Cs と Rd (図 1) の等価回路に存在するためであり、前述のプログラムを使用する際の計算には関与しません。

計算時電気回路 39 ページによる水晶振動子は、適切なパラメータを使用した等価等価回路 (図 1) に置き換えることができます。

米。 1。水晶振動子の等価回路。

これらのパラメーターは、次の関係によって相互に関連付けられています。

アマチュア無線では、主にバターワースとチェビシェフの 2 種類の特性を持つフィルターが普及しています。バターワースフィルターは、通過帯域と阻止帯域で減衰が単調に変化するという特徴があります。阻止帯域の減衰量は、回路要素ごとにオクターブあたり約 6 dB 変化します。たとえば、5 エレメントのフィルターは、カットオフ周波数の 2 倍で 30dB 減衰し、カットオフ周波数の 4 倍で 60dB 減衰します。バタワースフィルターの正規化されたカットオフ周波数は、減衰が 3 dB になる周波数です。このようなフィルターは「リンギング」が少ないという特徴があり、主に CW 受信やデジタルモード (RTTY、AMTOR、PACTOR、PACKET RADIO など) での作業時に使用されます。

チェビシェフフィルターの周波数応答は、通過帯域で振動し、阻止帯域で単調です。通過帯域の減衰ムラ dA は、最大反射係数 Ktr と定在波比 SWR に一意に関係します。この関係を表 1 に示します。バターワース特性を持つフィルターに対するこれらのフィルターの主な利点は、同じ数の発振回路でより低い方形係数です。

タブ。 1

周波数応答、帯域幅、フィルターによって導入される減衰、およびレベル -6 / -60 dB での角型係数の Cs への依存性は、図に明確に示されています。 2と表に。 2、および図のRdから。 3と表に。 3. 例として、反射係数 Ktr = 10% の 8 結晶チェビシェフフィルタ T08-10-3100 の振幅周波数特性を示します。

米。 2. 周波数応答の Cs への依存性

表 2.

米。 3.周波数応答の Rd への依存性

表 3

得られたデータを分析すると、Cs と Rd が帯域幅、フィルターによる減衰、および角型係数に大きく影響することがわかります。したがって、高品質のフィルターの場合、Cs と Rd の最小値を持つ水晶振動子を選択する必要があるという結論になります。

プログラム「クォーツフィルターの計算」の作成者は、上記の欠点を解消しようとしました。 2001 年 5 月、プログラムの最初のバージョンの 1 つがクラスノダールの Web サイト ( http://www.cqham.ru/ua1oj_d.htm) とサイト ()。このプログラムを使用すると、およびで説明されている方法に従って、バターワース特性とチェビシェフ特性を持つ 3 つ、4 つ、6 つ、および 8 つの水晶フィルターのパラメーターを計算し、設計されたフィルターの振幅周波数特性を構築できます。表の係数が計算に使用されました。ポジティブ際立った特徴このプログラムは、水晶振動子の完全な等価等価回路を使用して、準多項式水晶ラダーフィルターの振幅周波数特性を計算および構築するための独自のアルゴリズムの実装です。このアルゴリズムは、線形四極子の解析に基づいており、詳細はで説明されています。

プログラムの最新バージョン (V-6.1.8.0.) のビューを図 1 に示します。 4. プログラムによって作成されたフォームは、条件付きで 5 つの機能ゾーンに分割できます。多くのフォームの領域は周波数応答グラフで占められています。それらの上には、フィルターと計算結果の概略図を含むパネルがあります。周波数応答の右側には、共振器とフィルターの初期データのパネルがあります。フォームの下部には、周波数応答のシリアル番号と計算されたフィルターの短い名前、計算の日付と時刻、およびプログラムでの作業に関するいくつかのヒントを反映するステータスバーがあります。

米。四。プログラムのスクリーンショット。

プログラムで使用される略語について説明する必要があります。

アミン– 最小挿入減衰;
飢饉）– 最小減衰の周波数;
A(フォー)– 直列共振周波数での減衰;
dF(-Nデシベル)– レベルごとの帯域幅 – N dB;
ckバンドシフトのあるフィルタを計算するときの補正容量です。

以前のバージョンの機能に加えて、いくつかの新しい機能がプログラムに導入されました。

1. 共振器とフィルターのデータを含むファイルを保存して開く (図 5.);

米。 5.

2. さまざまなフィルターの最大 5 つの周波数応答を課す構造 (図 6)。

米。 6.

3.プログラムは、通過帯域の中間周波数で上方シフトを伴う4、6、および8個の水晶狭帯域フィルターの周波数応答の計算と構築を導入しました。帯域幅シフトのアイデアはから借用されています。それは、各水晶振動子の直列共振の周波数が、直列に接続された小容量の補正コンデンサによって増加するという事実にあります（図7）。

米。 7。

4. このプログラムでは、CFR が 10 ～ 25% のバターワース特性とチェビシェフ特性を持つフィルターを計算できます (図 8)。

米。 8。

5. 周波数応答の構築は、周波数 1 Hz の精度で行われます。最大周波数応答帯域幅は +/-30 kHz です。この値を超えると、プログラムはエラーメッセージを表示します (図 9)。

米。 9.

6. プログラムには、スケーリングを使用して周波数応答の任意のセクションを表示する機能があります (図 10)。この目的のために、マウスの左ボタンを押して、グラフの長方形の断片を右上隅から左下に向かって斜めに選択します。これは、周波数応答イメージの必要なスケールを達成するために、数回行うことができます。元のビューに戻るには、マウスを右下隅から左上に移動します。

米。十。

最小システム要求プログラムが動作するには: Pentium MMX-166MHz、SVGA 800x600x16bit、RAM-16MB、Windows 9x/ME/XP/NT/2000。

このプログラムの動作を実際に検証すると、計算結果の精度が高いことがわかります。エラーは、水晶振動子のパラメータの測定品質に大きく依存し、2〜5％を超えない場合があります。例として、同様の短波トランシーバー用に 3 つの水晶フィルターを計算した結果が示されています。

これらのフィルターの製造では、8867.238 kHz の周波数の小型 UTECH 水晶振動子が使用されました。これらの共振器は、製造の精度が高いため、選択されました。 30個のバッチで直列共振周波数が広がります。 +/- 150 Hz を超えず、Ld と Cs の値の偏差は 0.1% の許容範囲内でした。これらの共振器の直列共振周波数を測定すると、次の結果が得られました。

Fo=8861.736kHz

プログラムの助けを借りて、いくつかのフィルターオプションが計算され、最も受け入れられるものを図 1 に示します。十一。

米。十一。 回路図および基本的なフィルターオプション。

ZQ1 - T08-10-2800、8 次フィルタ、チェビシェフ特性、通過帯域リップルダ =0.044 dB、反射率 10%、計算帯域幅 2800 Hz、SSB モードのメイン選択フィルターとして使用。

ZQ2 - В06С-760、バタワース特性を持つ 6 次フィルター、補正容量、定格帯域幅 760 Hz、CW モードでメイン選択フィルターとして使用。基準周波数からの通過帯域中心周波数のアップシフトは 1000 Hz です。

ZQ3 - T04-10-2400、4 次フィルタ、チェビシェフ特性、通過帯域リップルダ =0.044 dB、反射率 10%、計算帯域幅 2400 Hz、SSB モードでフィルターとして使用。

これらの水晶フィルターの製造には、事前にテストされ、選択された 18 個の共振器が必要でした。共振器のテストと除去は、「容量性 3 点」自己発振器と周波数計 (たとえば、Ch3-57 など) を使用して実行されました。ジェネレーターの多くのバリエーションの 1 つを図 1 に示します。 12.

米。 12. 発振器の回路図。

この回路の特徴は、インダクタがないことです。この回路でのその機能は、水晶振動子によって実行されます。発電機は、そのリアクタンスが正の誘導性であるゾーンで、クォーツの並列共振周波数の近くで励起されます。この段階での共振器の主な要件は、周波数値が近いことであり、その偏差はフィルター帯域幅の 4 分の 1 を超えてはなりません。そうしないと、指定された特性を得ることが非常に困難になります。

水晶振動子を選択する場合、必須パラメータは次のとおりです。 Cs- MT-4080A、MIC-4070Dなどを使用して決定できる共振器の静電容量。このようなデバイスがない場合は、単純な発電機、ブリッジ回路、およびバランスインジケーターを使用できます（図13）。このデバイスを使用すると、値を測定できます Csと通り.

米。 13. Cs と Rd を測定するための装置。

最後のステップは、動的インダクタンスを決定することです LD水晶振動子。このパラメータを決定するためのいくつかの方法が文献に記載されています。それらの中で最も正確で最も単純なのは、4 結晶水晶のバターワースフィルターのモデル化であり、その特性に応じて、次の計算が行われます。 LD. これを行うには、上記のプログラムを使用してフィルターが計算され、モデル化され、モックアップまたは実際の設計で調整されます。計算では、初期値 LD 8 ～ 9 MHz 程度の周波数の場合、15 ～ 20 mH を取ることができます。チューニングの際、周波数応答は、計算されたものにできるだけ近い形で達成する必要があります。調整されたフィルターの帯域幅は -3 dB です。初期データとシミュレーションの結果得られたデータにより、水晶振動子の動的インダクタンスの真の値を決定することができます LD. プログラムで初期値を変更することで LDと dF、計算結果で結合コンデンサの値と同調フィルタの値に近い帯域幅を達成します。これらのデータが一致する場合 LD真値をとります。

例：

水晶振動子のバッチから、4個を選択します。最も近いパラメータで：

Fo=8861.736kHz; Cs\u003d 6.3 pF; 通り\u003d 5.7オーム。

プログラムを使用して、4 結晶バターワースフィルターを計算します。与えられた初期値で:

LD=15 mH; dF=2265Hz;

フィルターで接続容量を取得しました：

C2=C4=100pF; C3 \u003d 155.5 pF。

図の図に従ってレイアウトすると、 16 またはトランシーバーの実際の受信パスで、GKCH を使用してフィルターを調整し、-3 dB のレベルで帯域幅を測定します。得た：

dF=3363Hz。

プログラムでは、Ld と dF のみの初期値を変更すると、計算結果が得られます。

C2=C4=100pF; C3=155.5pF; dF=3363Hz。

一致するすべてのパラメータ:

LD=10.1 mH。

水晶振動子の動的インダクタンスのこの値は真であると見なされ、以降のフィルター計算で使用されます。

フィルターの製造では、リードを上にして両面ホイルグラスファイバーで作られたボードに水晶振動子をはんだ付けし、すべてのフィルターコンデンサーをこれらのリードとボードの接地面の間に取り付ける技術を使用できます (図. 14a)。

米。十四。クォーツフィルター設計。

共振器のはんだ付けは、ボードの事前にスズメッキされた表面の2つのコーナーポイントで、60〜80 Wの電力で十分に加熱されたはんだごてを使用して実行されます。はんだ付け時間は 2 ～ 3 秒を超えないようにしてください。共振器が破損する恐れがあります。 8 枚と 6 枚のクリスタルフィルターのボードの寸法は 47.5x25 mm (図 14b)、4 枚のクリスタルフィルターの場合は 25x25 mm です。フィルターの調整の最後に、フィルターは錫メッキされたシートで作られた蓋で閉じられ、気密性のために周囲をはんだ付けされます。 8 クリスタルフィルタの使用例を図 1 に示します。

フィルタのチューニングは、プログラムを使用して計算されたものに近い振幅周波数特性を得るために削減されます。フィルター調整のプロセスでは、S1-76 オシロスコープに基づいた、約 8 ～ 12 Hz の低速掃引を備えた自作の掃引周波数発生器が使用されました。図上。図１６は、このＧＫＣｈの詳細の図、プリント回路基板および位置を示す。


b)	c)

米。 15。スイープ周波数発生器。

フィルタと IF ステージのマッチングには特に注意を払う必要があります。との実験中さまざまなスキームフィルターを含めて、特定の周波数応答と最小の減衰を得るという観点から、最適なものが選択されました。このようなスキームを図 1 に示します。 16.

米。 16.水晶フィルターとUPCHのマッチング。

水晶フィルターは 2 つの回路の間に設置され、容量分割器を使用して各回路に部分的に接続されます。この場合、フィルタの極端な静電容量は容量分圧器の一部です。これらの回路により、変換できます積極的な抵抗フィルタの入力インピーダンスの容量性リアクタンス成分を補償します。このようなマッチング方式では、信号損失が最小限のモードが提供され、これにより、受信経路の選択回路でのノイズが最小限に抑えられます。フィルタの前に接続されたゲインステージは、安定した DC モードに設定することをお勧めします。トランジスタ電流の変化は、カスケードの出力抵抗の変化を伴います。これにより、ゲイン段とフィルターの間でミスマッチが発生します。図上。図 17 は、T08-10-3100 フィルターの例の周波数応答を示しています。値の偏差を伴う異なるマッチングモードを使用しています。 Rn±20%以内 ロプト.

周波数応答1 - Rín=ロプト; 周波数応答 2 - Rn ; 周波数特性3 - Rín>Ropt.

米。 17.負荷のマッチングに対する周波数応答の依存性。

フィルターに続く電界効果トランジスタのゲイン段には、約 10 キロオームの大きな抵抗があり、ゲインの変化に応じてわずかに変化します。したがって、フィルターの後に調整可能なカスケードを取り付けることをお勧めします。このステージの雑音指数を下げるには、最初のゲートを回路に直接含める必要があります。分離容量と、第 1 ゲートのトランジスタモードを設定する高抵抗分圧器の存在により、中間周波増幅器のノイズ電圧が増加します。 KP306、KP350 シリーズの電界効果トランジスタに基づくアンプでは、ソース回路のカスケードの最適な動作を確保するために、-3 ... -5 V 程度の安定した負バイアスが必要です。 .

図上。図１８、１９および２０は、計算され、製造され、調整されたフィルタの実際の振幅周波数特性を示す。フィルタ設定の結果は、これらのフィルタの計算結果と高い精度で一致しました。これは、世界的に名声のある真面目な企業だけが、指定されたパラメーターで高品質のクォーツフィルターを作成できるわけではないことをもう一度示しています. はんだごてを扱うある程度のスキルがあり、計測器平均的な資格を持つラジオアマチュアは、彼の機器の最も重要なノードの 1 つであるクォーツフィルターで彼のニーズを満たすことができます。さらに、小売ネットワークで購入するよりも少なくとも数倍安くなります。

米。十八。 T04-10-2400 フィルターの周波数応答。

米。 19. T08-10-2800 フィルターの周波数応答。

米。 20。 V06S-760 フィルターの周波数特性。

プログラム「クォーツフィルターの計算」に精通したい人は誰でも、上記のアドレスから最新のデモバージョンをダウンロードできます。プログラムの完全な無料バージョンを入手するには、そこにある登録ユーティリティを使用し、フォームに記入して電子メールで送信する必要があります。 ua1oj (で) atnet.ru. このプログラムは、不正なコピーや配布から保護されており、登録ユーザーごとに個別にコンパイルされ、登録が行われたコンピューターでのみ動作します。
小さなジャーナル記事では、提起されたすべての質問に詳細に答えることは困難です. それらのそれぞれは、少なくとも大きな本では、提示する価値があります. しかし、読者がいくつかの問題が開示されていない、または正確に述べられていないと考える場合、著者は思いやりのあるすべてのラジオアマチュアに対話を呼びかけます。意見を交換する最も効率的な方法は、電子メールです。プログラムの改善作業は止まらず、受け取ったすべてのコメントや提案が無視されることはありません。

最後に、著者は深い感謝と感謝の意を表します。 ドミトリー・クルノソフ(Severodvinsk) プログラムの作成にご協力ください。また、Vladimir Polyansky ( u102835 (で) dialup.podolsk.ru) とイゴール・アファナシエフ ( UN9GW (で) mail.ru) プログラムの最新バージョンの準備における資料の議論中になされたアドバイスと建設的な批判に対して。

参考文献

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Belykh A.V. (UA1OJ)"バランスミキサー"; 「ラジオアマター」No.2-2001。

よく記事で次のようなフレーズに出くわします。であれば、フィルターの設定は簡単ですが、これは適切なデバイスとそのための説明さえあれば、そうでなければ、「簡単」という言葉はすぐに反対の「難しい」に変わります。最も単純なデバイスを使用した石英フィルター。
一部の記事では、カスタムフィルターの種類 (ラダー、ブリッジ、モノリシック) に関する情報が省略されています。一般的なルール設定。しかし、共通のものとともに、それぞれに独自の特徴もあるという結論に達しました。
はしご型フィルターの設定から始めましょう (図 1)。
経験から次のことがわかります。
フィルターの由来は最高のパラメータ、すべてのクォーツが可能な限り近い直列共振周波数 (±10 Hz) を持っている場合。ただし、1 kHz までの周波数間隔でも良好なフィルターが得られるため、この条件が実現できない場合でも動揺しないでください。
このフィルタを使用するデバイスの基準発振器にクオーツを含めて選択し、それらの最も低い周波数を基準発振器で直接使用するのが最善です。この場合、ジェネレーターのチューニング要素に触れないでください。
フィルタは「ネイティブ」デバイスで直接設定する必要があります。
クォーツの周波数が異なる場合は、次の順序で配置する必要があります。最初に入力で最も高い周波数を設定し、その後のすべての周波数を順番に左から右に、周波数が減少するように設定します。
コンテナは、最小サイズの小型のものを使用する必要があります。温度係数静電容量 (TKE) の精度は ± 1.5% 以下です。しかし、何もなくても絶望しないでください。それらを設定する過程で、まだそれらを拾う必要があるからです。ほとんどの場合、調整プロセス中に、コンテナーの最大 90% が他の (近いとはいえ) 単位に置き換えられます。
フィルタークォーツを使用することをお勧めします（たとえば、分解された工場フィルターから取得されます）。
したがって、周波数が 10.7 MHz の 4 つのフィルター (タイプ FP2P-325-10700M-15) から、4 つのラダー 8 クリスタルフィルター (これらのフィルターには同じ周波数の水晶のペアが 4 つあります) を異なるが近いもので組み立てることができます。 10.7MHzの周波数。これは通常、複数のアマチュア無線 (通常は 4 人) がそれぞれ 1 つのフィルターを使用して行います。それらの中で最も経験豊富な人は、同じ周波数のクォーツを4セット選択し、次に最小のクォーツを選択します。スキャッターを自分用に保持し、残りを友達に返します (またはその逆?!)。成功率はやや劣りますが、発電機クォーツも使用できます。
家庭では、クォーツフィルターは3つの方法で調整できます。
最初のケースでは、（チューニングされたデバイスを除いて）補助デバイスとしてデジタルスケールを備えた別のトランシーバーを使用する必要があります.2番目のケースでは、GSS（標準信号発生器）と周波数計（少なくとも調整したデバイスの最低周波数 (1.9 MHz など)。周波数計は、調査中の装置の GSS の周波数または GPA の周波数のいずれかを測定します。
3 番目のケースでは、水晶局部発振器が動作周波数の 1 つに使用されます (GSS または別のトランシーバのいずれか)。デジタルスケール）、調整するデバイスにはデジタルスケールが必須です。
３つのケースすべてにおいて、動作範囲のＲＦ信号が同調装置の入力に供給される。最初の 2 つのケースでは、S メーターの読み取り値を相対単位で取得しながら、供給された周波数を水晶フィルターの透過帯域内でゆっくりと変更し、200 Hz ごとにテーブルに記録します。次に、表に従って、グラフ（周波数応答）が作成されます。 S メーターの読み値は縦にプロットされ、周波数は横にプロットされます。グラフ上にマークされたポイントを補間 (平均化) 線で結ぶと、周波数応答が得られます。これは、新しく作成されたフィルターの振幅-周波数特性です。
3番目のケースでは、すべてが同じ方法で行われ、調整されたデバイス自体のみが周波数で調整され、デジタルスケールとSメーターから同時に読み取り値を直接取得します。
この場合、「新しく作成された」フィルターには、原則として次のものがあります。
必要とは異なるレーン。
周波数応答の上部の不均一性;
周波数応答の緩やかな (場合によってはエミッションを伴う) 低い勾配。
今後は、上記の3方向を優先的に調整していきます。
調整の最初の段階 (粗調整) では、フィルター入力から開始して周波数応答を取得することで、キャパシタンスを交互に交換することにより、最大 2.4 kHz のフィルター帯域幅を取得する必要があります。その際、次の点に注意してください。
水晶と並列に追加の静電容量 (特に極端なもの) を設置し、その値を (特定の限界まで) 増加させると、フィルターの帯域幅が減少します。同様の効果は、ケースに向かうコンデンサの静電容量の増加で観察されます。これらの静電容量の値が減少すると、逆の効果が観察されます。このプロパティ CWモードで水晶フィルタの通過帯域を狭めるために使用されます。したがって、帯域幅を 0.8 kHz に減らすことができます。帯域をさらに狭めると、透過帯域でのフィルターの減衰が急激に増加します (CW フィルターで低い減衰を得るには、フィルターの Q ファクターよりも少なくとも 1 桁大きい Q ファクターを持つ共振器を使用する必要があります。 );
周波数応答の上部の「ハンプ」とディップの大きさ (特性の直線性) は、選択した静電容量の値だけでなく、入力と出力に取り付けられた負荷抵抗の抵抗値にも依存します。フィルターの。それらの抵抗が減少すると、特性の直線性が向上しますが、フィルターの通過帯域での減衰が増加します。
下側の傾斜の急峻さが十分に得られない場合は、フィルタに使用されているものと同様の水晶を負荷抵抗と並列に取り付け、入手可能なすべての水晶から最も低い周波数を選択するか、その周波数を下げる必要があります。に直列接続インダクタンス。このインダクタンスの巻き数を選択することで、下側の勾配の急峻さを変えることができます。
フィルター設定は数回繰り返す必要があります。チューニングの最終段階で許容できる周波数応答が得られない場合は、個々のクォーツの直列共振の周波数を調整する必要があります。そのために水晶と直列にコンデンサを設置し、このコンデンサを選択することで残りの水晶の周波数で発電を行います。これで問題が解決しない場合 (これは、水晶の並列共振と直列共振の周波数がわずかに離れている可能性があります)、水晶を交換する必要があります。フィルター内のクォーツはチェーン状に配置し、入力を出力から慎重にシールドする必要があります。図2は、コンデンサの静電容量のさまざまな値で取得された、KF受信機「TURBO-TEST」の周波数応答を示しています。 -

図2 - より明確にするために、受信側波帯と実際のIF値を観察せずに周波数値を取得しました。図 3 は、最終的なフィルタ設定の周波数応答を示しています。 -

図3
今いくつか実践的なアドバイスブリッジクォーツフィルターを設置。このようなフィルターを図 4 に示します。コイル L1 と L2 には、コアとして使用される直径 0.31 mm のワイヤが 2x10 巻回されています。フェライトリングフィルターFP2A-325-10,700 M-15より。フィルター帯域幅は 2.6 kHz です。
ローパスフィルター (2...6 MHz) を使用すると、通常は必要以上に狭くなり、ハイパスフィルター (8...10 MHz) では帯域が広すぎます。最初のケースでは、実験的に選択する必要がある上部または下部 (図 4) の水晶インダクターに接続して帯域幅を拡張する必要があります。 2番目のケースでは、帯域幅を減らすために、トリマーコンデンサを共振器と並列に接続する必要があります（コイルと同様）。フィルター内の水晶は、50 Hz (直列共振周波数) の精度で選択する必要があり、すべての上部共振器の周波数は同じで、下部共振器とは 2 ～ 3 kHz 異なっていなければなりません (これも同じです)。
同じ周波数のクオーツしか入手できない場合は、水晶から銀層を消去する (周波数を上げる) か、鉛筆で影を付ける (下げる) ことによって、クオーツの周波数を変更できます。しかし、実際には、そのようなフィルターのパラメーターの経時的な安定性には、多くの要望が残されていることが示されています。
水晶と直列にチューニングコンデンサを接続して周波数を調整すると、より安定した結果が得られます。チューニング後、コンデンサを同じ値の一定容量に交換することをお勧めします。
フィルター帯域幅が大きいと、周波数応答の中央にディップ (減衰) が現れることがあります。その深さは、抵抗器R1とR2の抵抗に大きく依存すると言わなければなりません。それらの値は、8 ～ 10 MHz の周波数で数百オーム (帯域幅 3 kHz) から、より低い周波数でフィルター帯域幅が小さい場合の数キロオームまでです。ブリッジフィルタの製造では、その肩の対称性とそれに含まれるトランスの巻線、そしてもちろん出力からの入力の慎重なスクリーニングに細心の注意を払う必要があります。ブリッジフィルターの詳細については、を参照してください。
文学
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