Ricetrasmettitore fatto in casa. Diagramma schematico di un ricetrasmettitore HF con modulazione SSB Schede a circuito stampato per ricetrasmettitore semplice Lozovik

Considera i 3 migliori circuiti ricetrasmettitori funzionanti. Il primo progetto prevede la creazione del dispositivo più semplice. Secondo il secondo schema, è possibile assemblare un ricetrasmettitore HF funzionante a 28 MHz con una potenza di trasmissione di 0,4 W. Il terzo modello è un ricetrasmettitore a tubi semiconduttori. Risolviamolo in ordine.

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Un semplice ricetrasmettitore fatto in casa: schema e installazione fai da te

La parola ricetrasmettitore per molti radioamatori principianti è associata a un dispositivo complesso. Ma ci sono circuiti che, avendo solo 4 transistor, sono in grado di fornire comunicazioni per centinaia di chilometri in modalità telegrafica.

Inizialmente, lo schema elettrico del ricetrasmettitore presentato di seguito era progettato per cuffie ad alta impedenza. Ho dovuto rifare un po' l'amplificatore in modo che fosse possibile lavorare con cuffie da 32 ohm a bassa impedenza.

Diagramma schematico di un semplice ricetrasmettitore da 80 m

Dati della bobina di contorno:

1. La bobina L2 ha un'induttanza di 3,6 μH - si tratta di 28 giri su un cerchio da 8 mm, con un nucleo di sintonia.
2. Acceleratore - standard.

Come impostare il ricetrasmettitore?

Il ricetrasmettitore non necessita di una configurazione particolarmente complicata. Tutto è semplice e accessibile:

Iniziamo con l'ULF, selezionando il resistore R5 lo installiamo sul collettore del transistor + 2V e controlliamo le prestazioni dell'amplificatore toccando l'ingresso con una pinzetta - in cuffia si dovrebbe sentire lo sfondo.

Quindi si procede alla configurazione dell'oscillatore al cristallo, ci si assicura che la generazione sia attiva (questo può essere fatto utilizzando un frequenzimetro o un oscilloscopio rimuovendo il segnale dall'emettitore vt1).

Il passaggio successivo consiste nell'impostare il ricetrasmettitore per la trasmissione. Invece di un'antenna, appendiamo un equivalente: un resistore da 50 Ohm da 1 W. In parallelo, colleghiamo ad esso un voltmetro RF, mentre accendiamo il ricetrasmettitore per la trasmissione (premendo il tasto), iniziamo a ruotare il nucleo della bobina L2 in base alle letture del voltmetro RF e otteniamo la risonanza.

Questo è fondamentalmente! Non dovresti installare un potente transistor di uscita, con un aumento della potenza, compaiono tutti i tipi di fischi ed eccitazioni. Questo transistor svolge due ruoli: come mixer per la ricezione e come amplificatore di potenza per la trasmissione, quindi kt603 sarà dietro gli occhi qui.

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E per finire, una foto della struttura stessa:

Poiché le frequenze operative sono solo di pochi megahertz, è possibile utilizzare qualsiasi transistor RF della struttura corrispondente.

Il circuito stampato può essere scaricato di seguito:

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Ricetrasmettitore HF a 28 MHz con potenza di trasmissione di 0,4 W

Considera in dettaglio schema elettrico ricetrasmettitore a onde corte fatto in casa per una gamma di frequenza di 28 MHz, con una potenza di uscita del trasmettitore di 400 milliwatt.

Diagramma schematico del ricetrasmettitore

Il ricetrasmettitore è un rilevatore super rigenerativo convenzionale. La sua unica caratteristica è resistenza variabile R11 che lo rende facile da configurare. Se lo si desidera, può essere portato a pannello frontale ricetrasmettitore.

La sensibilità del ricevitore è aumentata grazie all'utilizzo del chip K174UN4B nell'amplificatore 34 che, alimentato da una batteria da 4,5 V, sviluppa una potenza di 400 mW.

Il circuito dell'altoparlante è collegato al meno della fonte di alimentazione, il che ha permesso di semplificare la commutazione con il circuito del microfono e utilizzare un pulsante associato, che spegne l'altoparlante e l'alimentazione del ricevitore in modalità di trasmissione e collega l'alimentazione del microfono e del trasmettitore in modalità di ricezione. Nel diagramma, il pulsante SA1 è mostrato nella posizione di ricezione.

• Schema fatto in casa

Il trasmettitore è montato su due transistor ed è un auto-oscillatore push-pull con stabilizzazione al quarzo nel circuito di retroazione. La frequenza relativamente stabile dell'oscillatore consente di ottenere un raggio di comunicazione abbastanza ampio con lo stesso tipo di stazione radio a una bassa potenza di trasmissione.

Dettagli e costruzione di un ricetrasmettitore HF

Il ricetrasmettitore utilizza resistori MLT-0,125 e condensatori K50-6.

Il transistor VT1 può essere sostituito con GT311Zh, KT312V e transistor VT2, VT3 - con GT308V, P403. Le condizioni per la sostituzione dei transistor sono le seguenti: VT1 deve avere il guadagno più alto possibile alla frequenza di taglio e i transistor VT2 e VT3 devono avere lo stesso coefficiente di trasferimento di corrente.

Le bobine ad anello L1 e L2 sono avvolte su telai con un diametro di 5 mm. Hanno nuclei di ferro carbonilico sintonizzati con un diametro di 3,5 mm. Le bobine sono racchiuse in schermi di dimensioni 12x12x17 mm.

Lo schermo della bobina L1 è collegato al meno della batteria e L2 è collegato al più. Entrambe le bobine sono avvolte Filo PEV con un diametro di 0,5 mm e hanno 10 giri ciascuno.

Nella produzione di bobine L1 e L2, è possibile utilizzare i circuiti dal percorso IF dei televisori. È lo stesso telaio con una lunghezza di 25 mm e un diametro di 7,5 mm che viene utilizzato nella fabbricazione delle bobine L3 e L4. Sulla scheda si trovano orizzontalmente.

L'avvolgimento della bobina L3 viene eseguito con incrementi di 1 mm, la bobina ha 4 + 4 giri di filo PEV con un diametro di 0,5 mm con un rubinetto dal centro, la distanza tra le metà dell'avvolgimento è di 2,5 mm.

La bobina L4 contiene 4 spire dello stesso filo, è avvolta giro per giro e si trova tra le metà dell'avvolgimento della bobina L3. Gli induttori L5 e L6 sono avvolti su resistori di fabbricazione industriale dai percorsi IF dei vecchi televisori.

È possibile utilizzare qualsiasi altoparlante con una resistenza di 8 ohm. Sono adatti altoparlanti come 0DGD-8, 0DGD-6; 0,25GDSH-3.

Il trasformatore T1 è avvolto su qualsiasi circuito magnetico di piccole dimensioni, ad esempio del tipo ShZxb, e contiene 400 spire di filo PEV con un diametro di 0,23 mm nell'avvolgimento primario e 200 spire dello stesso filo nel secondario.

• Montaggio passo dopo passo

Come microfono viene utilizzata una capsula DEMSh-1a di piccole dimensioni. L'antenna è telescopica, ha una lunghezza di 105 mm. Come fonte di alimentazione viene utilizzata una batteria di quattro elementi dei tipi A316, A336, A343.

Istituzione

È necessario configurare il ricetrasmettitore con UZCH. Dopo aver saldato il resistore R5, un milliamperometro è collegato all'interruttore SA2. La corrente inattiva non deve superare i 5 mA.

Quando il cacciavite tocca il punto A, dovrebbe apparire del rumore nell'altoparlante. Se l'amplificatore è autoeccitato, la resistenza del resistore R4 deve essere aumentata a 1,5 kOhm, ma ricorda che maggiore è il valore del resistore, minore è la sensibilità dell'amplificatore.

Se non c'è rumore, è necessario spostare il cursore del resistore R11 dalla posizione superiore (secondo il diagramma) a quella inferiore. Dovrebbe apparire un rumore forte e costante, a indicare che il rilevatore super rigenerativo funziona bene.

L'ulteriore sintonizzazione del ricevitore viene eseguita solo dopo aver sintonizzato il trasmettitore e consiste nell'adattare la capacità del condensatore C5 (sintonizzazione grossolana) e l'induttanza L1 (sintonizzazione fine) alla modalità migliore ricezione segnale del trasmettitore.

Quando si configura il trasmettitore, è necessario attivare un milliamperometro nell'interruzione del circuito "x" e selezionare il valore di resistenza R6 in modo che la corrente in questo circuito sia 40–50 mA.

Quindi è necessario collegare un milliamperometro con un limite di misurazione di 50 μA al bus positivo del trasmettitore e l'altra estremità del dispositivo tramite un diodo e un condensatore 1 (> -20 pF - all'antenna.

La regolazione degli elementi L3, L4, C17, L2 e C18 viene effettuata fino alla massima deviazione della lancetta dello strumento. Inoltre, si sintonizzano grossolanamente con i condensatori, o meglio, con i nuclei dei circuiti.

La bobina interlineare L3-L4 non deve trovarsi a più di ± 3 mm dalla posizione centrale, poiché nei suoi punti estremi la generazione potrebbe interrompersi a causa della violazione della simmetria delle spalle dei transistor VT2 e VT3.

Quando si sintonizza con l'antenna estesa L2 e C18 in base alla deviazione massima della freccia del dispositivo, è necessario ottenere la corrispondenza completa dell'antenna e del trasmettitore.

Se, all'accensione del trasmettitore, la generazione si interrompe improvvisamente, ciò indica un'impostazione errata. In questo caso, è necessario selezionare nuovamente le modalità operative di VT2 e VT3, regolare attentamente L2, L3, L4 e, se ciò non aiuta, selezionare i transistor con parametri più vicini.

Ricetrasmettitore a tubo semiconduttore a doppia banda

Questo ricetrasmettitore può essere eseguito su qualsiasi gamma da 1,8 a 10 MHz e aumentare la potenza se ne hai davvero bisogno. È costruito secondo lo schema della "trasformazione unica".

Frequenza SE = 5,25 MHz. La scelta della frequenza IF è dovuta al fatto che a una frequenza dell'oscillatore locale di 8,75–9,1 MHz, due gamme di 3,5 e 14 MHz si sovrappongono contemporaneamente.

Questo circuito utilizza un filtro al quarzo a 7 cristalli ladder autocostruito secondo il circuito proposto da Kirs Pinelis (YL2PU) nel famoso ricetrasmettitore DM2002.

Entrambi i miscelatori a diodi sono realizzati secondo schema classico utilizzando trasformatori con bobina di accoppiamento volumetrico.

Schema del ricetrasmettitore

Il circuito è stato sviluppato su 5 lampade da dito. Include un amplificatore di frequenza alta e intermedia regolabile, un mixer bilanciato e un oscillatore locale. Esaminiamo lo schema in ordine.

Nella modalità di ricezione, il segnale viene inviato attraverso filtri passa-banda L1–L2 a UHF, realizzati su una lampada 6K13P. Quindi viene alimentato al primo mixer del percorso, realizzato secondo lo schema ad anello. Un segnale dal primo oscillatore locale viene inviato a uno degli ingressi del mixer. Il segnale a frequenza intermedia ricevuto viene inviato a un filtro al quarzo attraverso un circuito di adattamento.

Questo schema di abbinamento consente di ridurre in qualche modo le perdite nella sezione del primo mixer - IF. Quindi il segnale IF viene amplificato in un amplificatore di inversione su una lampada 6Zh9P. Segnale potenziato, che spicca sul circuito L5, viene alimentato al secondo mixer di percorso, realizzato secondo lo schema ad anello, che funge da rivelatore di segnale SSB.

LF - il segnale viene selezionato sulla catena RC e inviato alla parte pentodo 6F12P, che funge da ULF preliminare. La parte del triodo nella modalità di ricezione funge da inseguitore del catodo per il sistema AGC. PA ULF (aka trasmettitore PA) è realizzato su un pentodo 6P15P.

Nella modalità di trasmissione, tutte le fasi del ricevitore vengono invertite utilizzando il relè RES-15 con passaporto 004 (è meglio usare relè più affidabili). Il passaggio tra le modalità di ricezione/trasmissione viene effettuato tramite l'interruttore PTT.

Caratteristiche della selezione dei componenti

Acceleratori utilizzati convenzionale D-0.1.

I trasformatori TP1–TP3 sono realizzati anelli di ferrite 1000NN con un diametro esterno di 10–12 mm e contiene 15 giri di filo PEL-0.2 attorcigliati tre volte (per TP1 e TP2) e due volte per TP3.

Qualsiasi trasformatore sonoro (uscita) con un rapporto di trasformazione da 2,5 kOhm a 8 Ohm. Il trasformatore di alimentazione viene utilizzato con una potenza complessiva di 70 watt.

Le bobine L1–L3 sono avvolte con filo PEL-0,25 e contengono 30 spire ciascuna. Le bobine L4–L5 contengono 55 spire di PEL-0.1 ciascuna, tutte le bobine di comunicazione sono avvolte con un filo PELSHO 0.3 su maniche di carta sulle bobine del circuito corrispondenti e il numero di spire è espresso nel diagramma dal rapporto per ciascun caso.

La bobina L6 ha 60 spire di filo 0,1 (per tutti i circuiti è possibile utilizzare telai dei circuiti IF dei televisori a tubo della serie UNT).

La bobina GPA viene utilizzata dal ricevitore R-326, con autoproduzione(che è molto laborioso) viene eseguito su un telaio in ceramica da 18 mm con un filo PEL di 0,8 15 giri con incrementi di 0,5 mm. Tocchi da 3 e 11 giri dall'estremità (fredda). La bobina P-loop è realizzata su un telaio con un diametro di 30 mm e dispone di 26 spire di filo PEL 0,8, viene selezionata sperimentalmente una presa per 14 MHz.

Configurazione di un ricetrasmettitore a tubo

Senza considerare i problemi di installazione di filtri al quarzo fatti in casa, di cui si discute in molte pubblicazioni, il resto della configurazione del circuito è abbastanza semplice. Il controllo delle prestazioni dell'ULF è possibile sia a orecchio che con un oscilloscopio. Quindi la frequenza dell'oscillatore locale al quarzo viene regolata con la bobina L6 a quella richiesta (punto -20 dB sulla pendenza del filtro al quarzo). Quindi impostiamo approssimativamente la sensibilità del percorso sintonizzando alternativamente i circuiti DFT e IF in base al rumore massimo nell'altoparlante. Quindi puoi perfezionare i contorni quando ricevi segnali dall'aria o utilizzare il GSS.

Successivamente, passiamo alla modalità di trasmissione. Con una resistenza di "bilanciamento" variabile, impostiamo la tensione portante minima dopo il mixer (usiamo un oscilloscopio o un millivoltmetro). Quindi, utilizzando il ricevitore di controllo, regoliamo il resistore variabile da 22 kΩ fino a ottenere una modulazione di alta qualità.

Regolazione del generatore di intervallo uniforme

Dovresti assicurarti che il GPA venga generato vibrazioni ad alta frequenza. Qui possono essere utili un frequenzimetro (scala digitale) e un oscilloscopio.

Dopo aver stabilizzato la tensione che alimenta il generatore di portata regolare, procedere alla sua impostazione. Dovrebbe iniziare con un'ispezione esterna del GPA durante la quale è necessario assicurarsi che tutti i condensatori siano utilizzati del tipo SGM del gruppo "G". Questo è molto importante in quanto la loro capacità o instabilità del coefficiente di temperatura influenzerà la stabilità di frequenza complessiva dell'oscillatore.

I requisiti per la qualità della bobina di contorno GPA sono ben noti. Questa è una delle parti più importanti del dispositivo. Non è possibile utilizzare bobine di dubbia qualità qui! Dovresti essere molto responsabile nella selezione dei condensatori che compongono il circuito GPA. Questi sono condensatori di tipo KT, uno è rosso o colore blu e l'altro è blu. Il rapporto tra le loro capacità, che fornisce una capacità totale di 100 pF, viene selezionato utilizzando il metodo di montaggio e riscaldamento del telaio, che sarà discusso di seguito.

Iniziano a stabilire i limiti delle frequenze generate dal generatore di gamma regolare. Come parte di questo lavoro, ottengono che con le piastre completamente inserite del condensatore variabile (KPI), il GPA genera una frequenza di circa 8,75 MHz. Se risulta essere inferiore, la capacità dei condensatori deve essere leggermente ridotta, se superiore, aumentata. Inizialmente, quando si seleziona questa capacità, viene prestata relativa attenzione anche al rapporto tra i colori che compongono i suoi condensatori.

Con piastre KPI completamente ritirate (capacità minima), il GPA dovrebbe generare una frequenza vicina a 9,1 MHz. La frequenza del GPA è controllata da un frequenzimetro (bilancia digitale) collegato all'uscita per la bilancia digitale.

Terminata la posa della gamma di frequenza del GPA, si procede alla compensazione termica di tale generatore, che consiste nel selezionare il rapporto tra le capacità del rosso e fiori blu, che costituiscono la capacità del circuito. Questo lavoro viene eseguito utilizzando il misuratore di frequenza precedentemente menzionato, che fornisce una precisione di misurazione della frequenza di almeno 10 Hz. Prima di lavorare con il frequenzimetro, deve essere ben riscaldato.

Il ricetrasmettitore si accende e si riscalda per 10-15 minuti. Quindi, utilizzando una lampada da tavolo, le parti e il telaio del GPA vengono riscaldati lentamente. Inoltre, è meglio non riscaldarli direttamente, ma una sezione alquanto distante dal GPA, situata all'incirca tra il GPA e la lampada del generatore di uscita. Quando la temperatura raggiunge i 50–60 gradi nell'area GPA, si nota in quale direzione è andata la frequenza GPA. Se aumentato - coefficiente di temperatura condensatori che compongono il circuito, negativi e significativi in ​​valore assoluto. Se è diminuito, il coefficiente è positivo o negativo, ma piccolo in valore assoluto.

Come già accennato, i condensatori del tipo KT vengono utilizzati con diverse dipendenze dalla variazione reversibile della capacità al variare della temperatura. I condensatori con un TKE positivo (Coefficiente di temperatura della capacità) hanno un colore del corpo blu o grigio. TKE neutro per condensatori blu con segno nero. I condensatori blu con un'etichetta marrone o rossa hanno un TKE negativo moderato. Infine, il case rosso del condensatore indica un TKE negativo significativo.

Dopo aver lasciato raffreddare completamente l'unità, sostituire i condensatori, modificando il loro coefficiente di temperatura nella giusta direzione, mantenendo la stessa capacità totale. In questo caso è necessario verificare costantemente la sicurezza delle frequenze GPA precedentemente previste.

Queste operazioni devono essere ripetute fino a quando non si raggiunge che con un aumento della temperatura del GPA di 35–40 gradi, verrà causato uno spostamento della frequenza del GPA non superiore a 1 kHz.

Ciò significa che la frequenza del ricetrasmettitore, quando si riscalda durante il normale funzionamento, non scenderà più di 100 Hz in 10-15 minuti.

Ulteriore stabilità sarà fornita dal CACH del TsSh applicato (Makeevskaya).

L'oscillatore al quarzo di riferimento è costituito dal transistor KT315G e non necessita di commenti. Non ha senso farlo su una lampada aggiuntiva.

Descrizione del ricetrasmettitore finito, circuiti stampati, foto

Scheda a circuito stampato ricetrasmettitore - dimensioni 225 x 215 mm:

Realizziamo il pannello frontale come segue:

1. Su una pellicola trasparente su una stampante laser, stampiamo un pannello 1: 1.
2. Quindi lo sgrassiamo e incolliamo il nastro biadesivo (venduto nei mercati delle costruzioni). Poiché la larghezza del nastro adesivo non è sufficiente per l'intero pannello, incolliamo diverse strisce.
3. Quindi rimuoviamo la carta superiore dal nastro adesivo e incolliamo la nostra pellicola. Livellare con attenzione.
4. Quindi, con un bisturi, ritagliamo fori per resistori variabili, pulsanti, ecc. Non è necessario ritagliare per il display.

È tutto!

Vista interna del ricetrasmettitore a tubo semiconduttore:

L'aspetto del ricetrasmettitore:

Video su come assemblare un mini-ricetrasmettitore su due transistor con le tue mani:

Amplificatore di potenza per ricetrasmettitore "RadioN" con una potenza nominale di 10 W

L'amplificatore di potenza è progettato utilizzando le soluzioni circuitali del ricetrasmettitore SW-2013, ecc. ;) di Alexander Shatun (UR3LMZ). L'amplificatore è progettato per il ricetrasmettitore HF "RadioN" realizzato sulla base del percorso inverso di Sergei Belenetsky (US5MSQ).

Ora possiamo affermare con tutta sicurezza che la linea di circuiti stampati per la produzione del ricetrasmettitore "RadioN" è completa :) e i radioamatori alle prime armi possono iniziare a "costruire" il ricetrasmettitore. Per molti, questo non sarà il primo ricetrasmettitore realizzato da te, ma spero comunque che il processo di assemblaggio, configurazione e lavoro in onda su questo ricetrasmettitore lasci solo buone impressioni nella tua memoria;) e solo un feedback positivo sarà sentito. Il ricetrasmettitore era stato originariamente progettato per operare in SSB e CW su tre bande radioamatoriali 160, 80 e 40 m, ma poi sono state apportate modifiche a 40, 80 e 20 m, oltre a variazioni con una portata di 30 m :)

Sviluppato in precedenza e già offerto come kit di montaggio, schede assemblate e PCB vergini:
- scheda madre (inversione di percorso con IF=500 kHz e filtro elettromeccanico);
- filtri passa banda scheda (PDF);
- scheda generatore a gamma liscia (GPA / VFO);
- scheda filtro bassa frequenza (LPF) con misuratore SWR;
- una scheda di un sintetizzatore universale di frequenze delle bande MW, LW, HF denominata "Hedgehog";
- scheda di adattamento/interfacciamento del sintetizzatore universale e percorso inverso.
Schemi, descrizioni, fotografie, ecc. informazioni sono contenute nelle relative sezioni del mio sito web. L'amplificatore di potenza basato su transistor IRF510 o RD16HHF1 completa la linea di blocchi/nodi/schede. Inoltre, il circuito stampato è progettato con la possibilità di installare entrambi i tipi di transistor. La scheda dell'amplificatore è realizzata su un lato con una maschera e segni su entrambi i lati.

• dimensioni del circuito stampato - 110x50 mm;
• tensione di alimentazione dell'amplificatore di potenza - 12 ... 13,8 V corrente continua;
• potenza di uscita nominale nella gamma di frequenza 1,8 ... 15 MHz con transistor RD10HHF1- 10 W;
• potenza massima in uscita - non inferiore a 15 W;
• potenza di uscita nominale nella gamma di frequenza di 1,8 ... 15 MHz con transistor IRF510 da 10 W a basse frequenze fino a 3-4 W a 20 m;
• corrente consumata - fino a 3 A;
• sensibilità: versione su transistor IRF510 - 0,15 Veff, versione su transistor RD16HHF1 - 0.30 Veff
• segnale di controllo RX/TX - pressione costante+9 V.

Il circuito dell'amplificatore di potenza con transistor di uscita IRF510 è mostrato di seguito:

Il circuito dell'amplificatore di potenza con transistor di uscita RD16HHF1 è mostrato di seguito:

Ci sono lievi differenze nei circuiti, penso che siano evidenti :) Come ho già scritto, il circuito dell'amplificatore di potenza è progettato per installare entrambi i tipi di transistor. L'IRF510 fornisce i suoi 10 watt sulle bande a bassa frequenza e già a 20 m c'è un blocco fino a 2-3 watt di potenza di uscita e l'amplificatore sull'RD16HHF1 emette esattamente i suoi 10 watt su tutte le bande. Per RD16HHF1 è critica la presenza di un filtro passa basso indicato nel diagramma. La parte principale dei componenti radio nell'amplificatore per montaggio superficiale, ad eccezione dei prodotti per avvolgimenti, relè e connettori. I transistor di potenza sono installati sotto la scheda e collegati al dissipatore di calore. In questo caso viene offerto un radiatore rigato in alluminio 122x50x37 mm con una superficie di 500 cm2. in cui sarà necessario praticare sei fori e tagliarvi filettature M3. Sono necessari fori per montare la scheda stessa e i transistor di uscita. Nella produzione di un amplificatore basato su transistor RD16HHF1, i transistor sono fissati direttamente al radiatore utilizzando una pasta termoconduttrice KPT e, per la versione IRF510, non bisogna dimenticare che i transistor, tra le altre cose, devono essere isolati da il caso e l'uno dall'altro, cioè per il fissaggio è necessario utilizzare guarnizioni e boccole isolanti! Inoltre, nella versione su IRF510, il filtro passa basso non è installato sulle bobine L1, L2 (sostituito da un ponticello a filo). Per evitare il surriscaldamento dei transistor di uscita durante le operazioni di trasmissione a lungo termine, l'area di dissipazione effettiva del radiatore (o chassis/custodia in metallo) deve essere di almeno 250 cmq per RD16HHF1 e di almeno 400 cmq. per IRF510.

Montaggio e configurazione:

La configurazione del PA assemblato senza errori è semplice e consiste nell'impostare la corrente di riposo dei transistor dello stadio di uscita e nell'accoppiare (regolare) il guadagno del percorso IF della scheda principale nell'ambito del TRX "RadioN". Prima di accendere il PA per la prima volta, è necessario rimuovere il ponticello J1, impostare le resistenze di trimming R19, R20 nella posizione minima (segnata sulla scheda) e alimentarlo tramite l'amperometro da +13,5 ... + Alimentazione a 14 V (preferibilmente, per ogni evenienza, con protezione installata contro il sovraccarico a livello di 3,5 ... 4 A). Carichiamo l'uscita del PA (direttamente o tramite una scheda filtro passa-basso collegata, commutata in una gamma di 80 m!) con un carico equivalente a una potenza di dissipazione di almeno 10 watt. Applicando tensione + 9V TX alla scheda regolabile in continuo R19 imposta la corrente di riposo del transistor superiore VT6 al livello di 250 mA, tenendo conto del consumo di corrente del relè K1 dell'ordine di 12-16 mA, l'amperometro dovrebbe mostrare 260-265 mA, quindi mediante una regolazione regolare di R20 impostiamo la corrente di riposo del transistor inferiore VT7 al livello di 250 mA, l'amperometro dovrebbe mostrare già la corrente di riposo totale dello stadio di uscita (entrambi i transistor), ad es. 510-515 mA. Collegando un milliamperometro al connettore J1 è possibile controllare la corrente di riposo totale dello stadio pre-terminale VT4, VT5. Mettiamo in posizione il ponticello J1.
Colleghiamo una sorgente di segnale con una frequenza di 3,6 MHz all'ingresso PA (uscita TX della scheda PDF o GSS con sintonizzazione offline). Accendiamo la modalità telegrafo e premendo il tasto con il resistore trimmer R11 della scheda principale otteniamo una tensione di uscita di 22,4 Veff con un carico di 50 (51) Ohm, ovvero potenza di uscita nominale 10 W. Se hai un voltmetro RF o un oscilloscopio con sonda a bassa capacità, puoi verificare il passaggio del segnale in cascata, i cui valori approssimativi ai punti di controllo sono riportati negli schemi elettrici.
Il PA è montato su una scheda a circuito stampato monofacciale di 110x50 mm con maschera e marcatura. I dati degli avvolgimenti di trasformatori e induttori sono mostrati nello schema elettrico.

Il costo di un circuito stampato per un amplificatore di potenza 110x50 mm è di 120 UAH.

Il costo di un kit per l'assemblaggio di un amplificatore di potenza con transistor IRF510 è di 400 UAH.

Il costo di un kit per l'assemblaggio di un amplificatore di potenza con transistor RD16HHF1 è di 820 UAH.
Si può vedere la composizione del kit (radiatore non incluso)
INOLTRE:
Il costo di un kit di isolamento per un transistor (boccola M3, guarnizione, vite M3x12, rondella D3) - 5 UAH.

Il costo di un transistor RD16HHF1 - 235 UAH.
Il costo di un transistor IRF510 è di 20 UAH.
Anello in ferrite M2000NM K7x4x2 - 3 UAH.
Il costo di un radiatore 122x50x37 mm (senza fori e filettature) - 120 UAH.
Pasta termoconduttrice KPT-8 (barattolo 10 g) - 15 UAH.
A base di silicone. Temperatura di lavoro da -60 a +180 °С

Anello in ferrite EPCOS (N87 R12.7x7.9x6.35) - 15 UAH.

Video del ricetrasmettitore sulle bande 160, 80 e 40 m con amplificatore su 2хRD16HHF:

Video delle misure di potenza su tutte le bande HF, ma all'ingresso del meandro, con un amplificatore su 2xRD16HHF:

schema elettrico:

Naturalmente, come standard, è possibile utilizzare una scheda del generatore di portata uniforme (GPA) e bilancia digitale per "stabilizzare" la frequenza. Gli schemi e la descrizione del GPA sono forniti sul sito Web. Ma voglio in qualche modo migliorare il design e renderlo più moderno, o qualcosa del genere;)

La figura mostra uno schema dell'unità principale di un ricetrasmettitore ad onde corte progettato per funzionare con modulazione SSB nella banda 80 M. Modificando le impostazioni dei circuiti eterodina e di uscita, è possibile passare a qualsiasi banda HF (i chip SA612A utilizzati funzionano bene a frequenze fino a 500 MHz). Il blocco è realizzato secondo un circuito supereterodina con un'unica conversione di frequenza (senza contare il processo di demodulazione). La frequenza intermedia è 8867 kHz.

Questa scelta è dovuta alla relativa disponibilità di risonatori al quarzo ad una data frequenza (usata nella tecnologia video).

Lo schema a blocchi contiene un convertitore di frequenza, un modulatore - demodulatore, un generatore di gamma regolare, un generatore di frequenza di riferimento, un amplificatore per microfono, un preamplificatore di potenza e un filtro al quarzo a quattro sezioni.

Il circuito si basa su due convertitori di frequenza su microcircuiti SA612A. Sul chip A1 viene realizzato un convertitore ad alta frequenza che, durante la ricezione, converte la frequenza del segnale di ingresso in un IF e quando trasmette SSB, il segnale IF in un segnale con una frequenza della banda 80M.

Il chip SA612A ha due ingressi e due uscite. Durante la ricezione (KX), il segnale di ingresso dal circuito di ingresso o dall'URC arriva attraverso il gruppo di contatti K1.1 al primo ingresso A1 (uscita 1). In questo caso, il secondo ingresso attraverso K1.1 è collegato da un condensatore C3 con filo comune.

Come GPA viene utilizzato il proprio oscillatore locale del microcircuito A1, che è collegato secondo lo schema con l'impostazione della frequenza dal circuito LC. La frequenza GPA dipende dall'impostazione del circuito L1-C13-C14-VD1. Il corpo di sintonizzazione è un resistore variabile R2 e l'ampiezza dell'intervallo di sintonizzazione viene impostata selezionando la resistenza di cortocircuito.

I limiti di sintonizzazione della frequenza sono di circa 5,06 ... 5,37 MHz. Per ottenere la frequenza intermedia (8.867 MHz) viene utilizzato il segnale IF totale, separato da un filtro al quarzo Q1-Q4. In ricezione, il segnale IF entra in questo filtro attraverso il gruppo di contatti K2.1 (nel diagramma, i gruppi di contatti sono mostrati nella posizione di ricezione).

Dall'uscita del filtro al quarzo, il segnale va all'amplificatore e demodulatore IF, realizzato sul chip A2, attraverso il gruppo K2.2 al pin 2. Il generatore di frequenza di riferimento è realizzato sul circuito dell'oscillatore locale interno del chip SA612A e la sua frequenza dipende dal risonatore Q5 e dal condensatore C25, utilizzando il quale fornisce una deviazione di frequenza dall'IF, necessaria per il processo di demodulazione.

Il segnale demodulato viene estratto al morsetto 5 A2 e, attraverso i componenti di soppressione ad alta frequenza del circuito P C26-L5-C27, viene inviato ad un ULF esterno, il cui circuito non è mostrato qui. La sensibilità del percorso di ricezione è determinata principalmente dal guadagno dell'ULF e dell'ULF.

Durante la trasmissione, viene premuto il pulsante S1 e viene applicata tensione agli avvolgimenti del relè K1 e K2, quindi i gruppi di contatti sono nella posizione opposta. Ora il circuito funziona nella direzione opposta. Il segnale dal microfono viene inviato all'ingresso del convertitore di chip A2, che funziona come un modulatore bilanciato.

L'altro ingresso del modulatore riceve un segnale di riferimento da un oscillatore a cristallo in Q5. Il segnale DSB dal pin 4 A2 attraverso il gruppo di contatti K2.1 va al filtro al quarzo Q1-Q4, che genera il segnale SSB, sopprimendo la portante e una banda laterale (a seconda dell'impostazione della frequenza dell'oscillatore di riferimento con condensatore C25) .

Il segnale SSB generato con una frequenza di 8,867 MHz viene inviato attraverso il gruppo di contatti K1.2 all'ingresso del mixer del microcircuito A1 (attraverso il pin 2, mentre l'altro ingresso, pin 1, è collegato dal condensatore C1 a un comune filo).

Il segnale a radiofrequenza è isolato sul pin 5 A1 e alimentato al circuito: un trasformatore elevatore L2-L3-C16, sintonizzato al centro del campo operativo. Il transistor ad effetto di campo UT1 è uno stadio buffer, che esclude l'influenza dei circuiti di ingresso dell'amplificatore di potenza su questo circuito.

Le bobine L1-L3 sono avvolte su telai con un diametro di 8 mm con un nucleo di sintonia SCR. I telai sono ricavati dal telaio del circuito UPCH di un vecchio televisore a tubo. Tale telaio è un tubo con due anime filettate. I nuclei devono essere svitati da esso, quindi il tubo viene tagliato in due segmenti uguali e avvitato in ciascuno un nucleo (due telai sono ottenuti da un circuito TV).

Per il funzionamento nell'intervallo di 80 M, la bobina L1 contiene 17 giri, la bobina L3 - 40 giri, la bobina L2 - 10 giri. Le bobine L2 e L3 sono avvolte sullo stesso telaio (L2 sulla superficie di L3). Per l'avvolgimento viene utilizzato il filo PEV 0,31.

Relè K1 e K2 - relè RES-47, con avvolgimenti per tensione 6V. È possibile utilizzare relè con avvolgimenti da 10 o 12 V collegando i loro avvolgimenti in parallelo.
I chip SA612A possono essere sostituiti da SA602A. Il microfono M1 è un microfono a elettrete convenzionale da un telefono elettronico o un registratore a nastro.

Scheda principale ricetrasmettitore HF UR4QBP

Lo schema della scheda principale del ricetrasmettitore è costruito sulla base di progetti già noti, vale a dire Danubio-99, Ural-84, Druzhba-M. Tenendo conto delle carenze di alcuni progetti, sono state scelte le cascate di maggior successo (secondo me e l'esperienza nell'elaborazione di questi dispositivi). Il principio di funzionamento delle cascate è simile al funzionamento dei circuiti delle strutture di cui sopra. Come GPA sono stati usati un sintetizzatore (89C52), DFT e PA, tutti di Alexander UT2FW.

Scheda principale Fig. 1 costruito secondo uno schema con una conversione di frequenza ed è un percorso ricetrasmettitore a scheda singola che fornisce ricezione e trasmissione di segnali CW, SSB in tutte le bande HF amatoriali. Avendo un computer e l'apposito software (io uso MixW) si può lavorare con qualsiasi modalità di comunicazione digitale, la scheda ha un ingresso e un'uscita separati per un modem audio (isolamento galvanico) un computer-transceiver. Il sistema VOX CW e VOX SSB, un sistema AGC commutabile, importante quando si lavora con modalità di comunicazione digitali (quando una potente stazione viene accesa a una frequenza nella banda di ricezione, l'AGC funziona e il segnale di un debole stazione non è visibile sulla "cascata" del programma MixW), è presente il sistema di autocontrollo CW, S-meter, ALC (non utilizzabile).

Sensibilità ricevitore senza UHF (UHF sulla scheda DFT) non peggiore di 0,2-0,3 μV, blocco - non inferiore a 120 dB, gamma dinamica quando si applicano due segnali con una separazione di frequenza di 10 kHz non inferiore a 95 dB, profondità di regolazione del sistema AGC non inferiore superiore a 100 dB , la larghezza di banda IF del percorso di ricezione (regolabile) 0,6 ... 2,7 kHz, la potenza di uscita del percorso a bassa frequenza con un carico di 8 ohm non è inferiore a 1,5 W. Tensione dall'uscita della scheda principale a trasferimento con un carico di 50 Ohm 200 ... 300 mV, la compressione del segnale a bassa frequenza da un microfono o un computer è di circa 10 dB, la profondità di regolazione massima del sistema ALC è di almeno 60 dB, la larghezza di banda del segnale SSB per la trasmissione è 2,7 kHz.

In modalità ricezione il segnale del DFT viene inviato all'ingresso del mixer costruito secondo lo schema preso in prestito da . Il mixer prevede il funzionamento con un sintetizzatore di frequenza da . Fgpd deve essere il doppio della frequenza richiesta per il funzionamento di un mixer convenzionale (segnale F/2 dal sintetizzatore), poiché il trigger DD2 74AC74 divide per due la frequenza Fgpd e alle sue uscite (pin 5 e 6) abbiamo due anti- onde quadre di fase con un'ampiezza di 3, 6 ... 3,8 V garantendo il funzionamento degli interruttori a transistor del mixer. La tabella del layout della frequenza per IF 8,8625 MHz è mostrata di seguito.

Tabella di layout della frequenza del convertitore di frequenza

Gamma, M	frequenza del segnale, MHz	frequenza GPA, MHz	Frequenza sintetizzatore (F/2), MHz	SE frequenza, MHz
160	1,81…2,0	10,6725…10,8625	21,345…21,725	8,8625
80	3,5…3,8	12,3625…12,6625	24,725…25,325	8,8625
40	7,0…7,1	15,8625…15,9625	31,725…31,925	8,8625
30	10,1…10,15	18,9625…19,0125	37,925…38,025	8,8625
20	14,0…14,35	5,1375…5,4875	10,275…10,975	8,8625
17	18,068…18,168	9,2055…9,3055	18,411…18,611	8,8625
15	21,0…21,45	12,1375…12,5875	24,275…25,175	8,8625
12	24,89…24,99	16,0275…16,1275	32,055…32,255	8,8625
10	28,0…29,7	19,1375…20,8375	38,275…41,675	8,8625

Il segnale IF dall'uscita del mixer attraverso il condensatore C4 viene inviato all'ingresso del diplexer, costruito secondo il noto schema, la corrente di riposo del transistor VT1 KP903 è impostata entro 30 ... 40 mA utilizzando un resistore R6. Il segnale IF dall'uscita del diplexer viene inviato ad un filtro al quarzo a 6 cristalli, la cui uscita viene caricata sulla bobina di accoppiamento del circuito L3C15, sintonizzata su Fp. Il segnale IF selezionato dal circuito L3C15 viene inviato all'ingresso dell'amplificatore a frequenza intermedia preso in prestito. Lo stadio di guadagno VT6 IF, costruito secondo lo schema con fonte comune su un transistore ad effetto di campo con due gate isolati BF998 con circuito risonante nel carico. Dalla bobina di accoppiamento del circuito L5C33, sintonizzata su Fp, il segnale IF viene inviato a un filtro al quarzo sintonizzabile, che funge da filtro di pulizia. La larghezza di banda del filtro viene modificata utilizzando una tensione di +0 ... 13,8 V applicata al pin 3 della scheda tramite, che viene fornita ai varicap da VD7, VD10, VD11 a R44, R48, R49 collegati in serie ai condensatori C39 , C46, ​​​​C48 del filtro al quarzo e ha una larghezza di banda sintonizzabile (0,6 ... 2,7 kHz). L'uscita del filtro a cristalli ZQ2 è caricata dal resistore R55. Il segnale IF dal filtro attraverso C50 viene inviato a un amplificatore IF simile alla cascata VT6. Drain VT9 caricato sul circuito risonante L7C63 sintonizzato su Fp, e attraverso la bobina di accoppiamento entra nel modulatore-demodulatore bilanciato SSB alto livello costruito su un doppio schema equilibrato. Il circuito dell'oscillatore di riferimento è standard, preso in prestito da, ha due posizioni USB e LSB. Il relè K1 con i suoi contatti accende in serie al quarzo la bobina L6 in modalità banda laterale normale e i condensatori C57, C56 in modalità inversa. La frequenza dell'oscillatore è impostata a un valore inferiore di 200…300 Hz rispetto alla frequenza della pendenza inferiore del filtro al quarzo al livello di -6dB. In modalità banda laterale inversa, la frequenza dovrebbe essere maggiore di 2,7…3,0 kHz. Il segnale a bassa frequenza dal modulatore-demodulatore bilanciato assegnato a R74, C73 viene inviato all'ingresso del preamplificatore a bassa frequenza (VT13), realizzato secondo lo schema preso in prestito. Dall'uscita dell'ULF preliminare, il segnale attraverso il controllo del volume va a un amplificatore di potenza a bassa frequenza costruito sul circuito integrato TDA2003 secondo lo schema standard. Il guadagno della cascata viene selezionato utilizzando R97. Il tasto VT15 blocca l'ingresso dell'amplificatore per bassi in modalità di trasmissione. L'amplificatore per basso ha due uscite rispettivamente per carichi a bassa e alta impedenza AF OUT e PHONE. Il segnale a bassa frequenza, amplificato dal preamplificatore VT13, viene inviato all'amplificatore AGC (DD3). Lo schema AGC è preso in prestito da . AGC ha due stadi di carica veloce e lenta, rispettivamente C54 e C55, dall'uscita di AGC + Uaru entra nelle seconde porte degli stadi IF VT6, VT9, regolando così il guadagno degli stadi IF.

In modalità trasmissione Il segnale SSB da un microfono o da un modem del computer viene inviato all'ingresso di un amplificatore-compressore costruito sull'IC BA3308 (un analogo completo del KA22241). Questo schema prevede il funzionamento di un amplificatore microfonico con un microfono a elettrete prodotto in Cina. Per lavorare con un microfono dinamico, è necessario rimuovere la resistenza R113 e selezionare il guadagno dello stadio utilizzando R110. Il guadagno della cascata per lavorare con il modem viene selezionato utilizzando il resistore R107. Un segnale amplificato a bassa frequenza fino a un livello di ~ 0,6 ... 0,8 V viene inviato all'ingresso di un emitter-follower-LPF, progettato per adattarsi all'uscita ad alta resistenza dell'IC BA3308 con una bassa impedenza di ingresso di un modulatore-demodulatore bilanciato. Dall'uscita dell'emettitore follower, il segnale a bassa frequenza viene inviato all'amplificatore VOX VT14 e al modulatore-demodulatore bilanciato VD19 ... VD26. Il segnale SSB generato viene inviato attraverso la bobina di accoppiamento del circuito L7C63 all'amplificatore VT4, questa cascata non ha caratteristiche. Il segnale amplificato VT4 viene inviato all'amplificatore DSB VT3, assemblato secondo un circuito common-source con un circuito risonante nel carico L3C15, la tensione PWR (+ 10 ... 0V TX) viene applicata al secondo gate del transistor , che regola la potenza di uscita del ricetrasmettitore. Il segnale DSB amplificato viene inviato attraverso la bobina di accoppiamento all'ingresso del filtro al quarzo ZQ1, la cui uscita viene caricata sul diplexer su VT1. Successivamente, il segnale viene inviato al mixer DD1. All'uscita si forma un segnale SSB completo con un'ampiezza di circa 300 ... 400 mV. In modalità telegrafo, il segnale dal generatore telegrafico VT5 viene inviato all'ingresso dell'amplificatore VT4 e quindi in modo simile a SSB. Il diagramma del percorso di trasmissione è preso in prestito da . Circuito di commutazione della tensione di automonitoraggio +12V RX / TX, VOX e CW preso in prestito. La sensibilità VOX si imposta tramite il trimmer R121.

In una tabella sono riassunte le modalità di funzionamento degli stadi principali della scheda principale configurata, misurate effettivamente da un multimetro digitale. Misurazione delle modalità operative dei tasti RX / TX, i sistemi VOX non sono stati eseguiti, poiché sono ben strutturati e, di regola, funzionano senza commenti.

Pos. designazione transistor	Modalità	Ik(Ic), mA	Ub(Z1), V	Regno Unito(З2),V	Ue(C),V	U e V	Nota
		30…40
		30…40
				0…10
					13,7	3,58
			5,38	0…10	13,6	3,58
				13,7
			3,87	10,4
	CW ON			12,4
	CW OFF			13,5	13,2
			3,36		11,0	3,42	Antenna spenta, Uapy massimo
			3,33		13,2	0,58
			0,05	12,4			Antenna disabilitata
	60dB			5,03	1,57
			0,04	13,6			Antenna disabilitata
	60dB			13,6	3,63		Livello di ingresso RX +60dB
			3,33	6,76	10,3	3,39
VT10	RX/TX				12,9
VT11	RX/TX				1,58
VT12	RX/TX		9,48	13,7	9,14
VT13	RX/TX		0,61	2,25	0,03
VT14	RX/TX		1,04	2,25	0,42
VT15
			0,72	0,01

Schema di interconnessione fig.2 simile al ricetrasmettitore portatile HF. Schema modem fig.3 molto semplice, è necessario per l'isolamento galvanico del computer-ricetrasmettitore, non credo sia necessario spiegare come funziona. I livelli di segnale sono impostati a livello di codice nel computer. Il segnale di ingresso è sulla "cascata" del programma MixW, il segnale di uscita prima dell'inizio della limitazione del livello del segnale all'uscita del trasmettitore (controllato dall'indicatore della potenza di uscita nel ricetrasmettitore o dal misuratore SWR).

Designazione posizionale

Diametro telaio

Nucleo

Marca e diametro del filo

Numero di giri

L3, L5, L7

5 mm

SCR

PEL 0,12…0,18 mm

28 giri di contorno e 6 giri sulla bobina di accoppiamento, nello schermo

L6

5 mm

SCR

PEL 0,12…0,18 mm

30 giri, sullo schermo

T2, T3, T4

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

8 giri in due fili senza twist

T1

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

io 1° avvolgimento 12 spire in due fili, 1° avvolgimento 5 spire sul 2°, fili senza torsione

T5, T6

K7…10

600-1000NN

PEL 0,18…0,22 mm

8 giri in tre fili, fili senza twist

L1, L2, L4, L9

Induttanze standard marca DM 0.1 induttanza 100µH

L8

Induttanza standard marca DM 0,1 induttanza 15µH

Durante lo sviluppo di un ricetrasmettitore KB multi-banda autocostruito, il compito era creare un semplice percorso del ricetrasmettitore universale che presentasse una commutazione minima del circuito nelle modalità di ricezione e trasmissione e fornisse un'eccellente ripetibilità, il che significa con un minimo di elementi di ottimizzazione. Lo schema del percorso principale offerto all'attenzione dei lettori è progettato per i radioamatori principianti che, di norma, non dispongono di una strumentazione complessa e costosa. Puoi raccoglierlo praticamente da ciò che "si trova a portata di mano". Un radioamatore esperto può, a sua discrezione, aggiungere i nodi necessari al circuito e realizzare un ricetrasmettitore piccolo e leggero per lavorare in onda da una residenza estiva o durante un'escursione.

Lo schema del percorso principale (Fig. 1) è molto semplice, logico e di facile "lettura". Questa è una classica supereterodina con una conversione di frequenza.

Nella modalità di ricezione (RX), il segnale dall'uscita dei filtri passa-banda (DFT) viene inviato al mixer a diodi ad anello "classico". Un segnale da un generatore di intervallo uniforme (GPA) viene inviato all'altro ingresso del mixer. Dall'uscita del mixer, il segnale a frequenza intermedia (IF) viene inviato al primo stadio dell'amplificatore a frequenza intermedia (IFA), realizzato sui transistor VT1 e VT2. Il carico di questo stadio è un filtro al quarzo ZQ1, che fornisce la selettività principale del ricevitore nel canale adiacente. Il segnale filtrato viene amplificato da un'altra cascata IF sui transistor VT3 e VT4, anch'essa caricata su un filtro al quarzo (ZQ2), che è di "pulizia". Dall'uscita di questo filtro, il segnale viene inviato al terzo stadio dell'IF sui transistor VT5 e VT6 e dalla sua uscita al secondo mixer ad anello del diodo, anch'esso alimentato con il segnale dell'oscillatore a cristallo di riferimento (OG) , realizzato sul transistor VT10. All'uscita del mixer viene emesso un segnale di frequenza audio che, attraverso i contatti relè normalmente chiusi K2.1, viene inviato a un amplificatore a bassa frequenza (ULF) sul chip LM386. Questo microcircuito ampiamente utilizzato ha buone caratteristiche di amplificazione e rumore. L'uscita ULF è caricata su un resistore variabile R32, che fornisce il controllo del volume. VA1 è una cuffia per computer in cui sono collegati in parallelo "altoparlanti" con una resistenza di 2x32 ohm. Sugli elementi C28, VD9, VD10, R26, C24 e VT9, è stato realizzato un circuito di controllo automatico del guadagno (AGC) proposto da Sergey Belenetsky, US5MSQ, nel ricevitore "Kid" (grazie, Sergey!). Nonostante la sua semplicità, l'AGC è abbastanza efficace e permette di ricevere molto comodamente segnali con livelli di rumore terrestre fino a 9+40 dB sull'S-meter.
L'AGC inizia a funzionare quando la potenza del segnale è di 7 punti o più. "Crush" di più segnali deboli, secondo me, non ha senso. Con la soglia AGC selezionata, le stazioni deboli vengono facilmente "lette" sullo sfondo di quelle molto più potenti. L'S-meter utilizza un amplificatore DC basato su un transistor VT11, caricato su un microamperometro con una corrente di deviazione massima di 200 μA.
Prima di procedere a considerare il funzionamento del percorso nella modalità di trasmissione, noto che tutte e tre le fasi dell'IF sono inverse. L'idea di un amplificatore di inversione è stata presa da un diagramma pubblicato sul sito web del radioamatore americano SteVen Weber, KD1JV (http://kd1jv.). In modalità di trasmissione (TX), premendo il pedale si attivano i relè K1 - KZ. I contatti del relè K1.1 invertono la direzione del segnale nelle cascate dell'IF e attraverso i contatti K3.1 viene fornita la tensione di alimentazione all'amplificatore del microfono (in questo caso la tensione di alimentazione viene rimossa dall'ULF e dall'UPT S -metro). Il segnale dell'amplificatore del microfono sui transistor VT7 e VT8 attraverso i contatti del relè K2.1 viene inviato al mixer ad anello sui diodi VD5 - VD8, che svolge il ruolo di modulatore bilanciato in modalità di trasmissione. Dall'uscita del modulatore, un segnale a due bande laterali con una portante soppressa (DSB) passa attraverso tutti e tre gli stadi dell'IF nella direzione "inversa" (cioè da un modulatore bilanciato a un mixer sui diodi VD1 - VD4), e nel processo di passaggio del segnale attraverso i filtri al quarzo ZQ1 e ZQ2, viene generata la banda laterale desiderata, ovvero un segnale SSB. L'ulteriore trasferimento di un segnale IF a banda laterale singola a una frequenza operativa situata in uno degli intervalli KB amatoriali avviene in un mixer ad anello sui diodi VD1 - VD4, dopodiché il segnale viene inviato ai filtri passa-banda. Le modalità di ricezione e trasmissione utilizzano un set di DFT da 50 ohm. La soppressione della portante nel modulatore bilanciato è controllata dal resistore trimmer R20. È possibile (sottolineo - è possibile!), Per una soppressione più profonda, dovrai collegare un condensatore di sintonia con una capacità di 4 - 25 pF in parallelo con uno dei diodi del modulatore. A volte tali condensatori sui diagrammi sono rappresentati con una linea tratteggiata. Ma con diodi ben scelti, non è necessario un condensatore, quindi non è mostrato nel diagramma.
Qualche parola sulle cascate inverse stesse. Le modalità del transistor vengono impostate automaticamente e, con parti buone, non è necessario regolare le cascate. Con una tensione di alimentazione di +6 V, il guadagno di tale stadio è 17 - 18 dB, a + 9 V - +20 dB, a 12 V - +23 - 24 dB. Tuttavia, a causa della profondità feedback la cascata funziona in modo molto stabile e il guadagno dipende debolmente dal tipo di transistor utilizzato. I primi esperimenti sono stati effettuati su coppie di transistor KT315 e KT361, ma, guidato dal desiderio di ottenere le massime caratteristiche di rumore ottenibili del percorso in modalità di ricezione, ho dato la preferenza ai transistor KT368. transistor strutture p-p-r, operando in modalità di trasmissione, può essere una qualsiasi delle serie KT363, KT326, KT3107.
Come si può vedere dal diagramma, tutte e tre le cascate sono identiche, ad eccezione della cascata su VT5 e VT6, in cui non è presente alcun condensatore nel circuito dell'emettitore del transistor VT5. Questo viene fatto per ridurre il guadagno nella modalità di trasmissione, che evita di sovraccaricare gli stadi successivi e il mixer.
Il transistor KP501 nel sistema AGC può essere sostituito con un 2N7000 importato. Come indicatore dell'S-meter, la testina di misurazione di un vecchio registratore a cassette è adatta.
È desiderabile selezionare i diodi per i miscelatori in base alla resistenza diretta. Indubbiamente, migliori risultati si otterrà se si utilizzano diodi appositamente progettati per mixer e selezionati in "quattro" (ad esempio, KD922AG). Tuttavia, se questi diodi non sono disponibili, non disperare: anche KD521 funzionerà bene nel circuito.
I trasformatori a banda larga T1, T2 e T8 sono avvolti su anelli K7x4x2 con una permeabilità di 600 - 1000NN con tre fili leggermente intrecciati (2-3 torsioni per centimetro) PEV con un diametro di 0,15 - 0,17 mm e hanno 15 -18 giri. Il trasformatore modulatore bilanciato T7 deve avere un'induttanza sufficiente per i segnali di frequenza audio, quindi deve essere avvolto su un anello K10x6x5 con una permeabilità di almeno 1000HH con la stessa torsione dei fili (in uno strato) fino a riempire l'anello. Attenzione speciale dovresti prestare attenzione alla simmetria dell'esecuzione degli avvolgimenti di tutti i trasformatori: la qualità dei miscelatori di bilanciamento dipende da questo.
I trasformatori TZ - T6 sono avvolti su anelli K7x4x2 con una permeabilità di 600 - 1000NN con filo PEV a doppia torsione (2-3 torsioni per centimetro) con un diametro di 0,15 - 0,17 mm e hanno 15 -18 spire collegate secondo la sequenza ( l'inizio di un avvolgimento si collega all'estremità dell'altro, formando il terminale centrale). La bobina L1, utilizzata per regolare la frequenza OG, ha 25 giri di filo PEL-0.1 avvolto su un telaio da 05 mm con un nucleo accordato da SB9 con un filo MZ e posizionato in uno schermo. Relè K1 - KZ è preferibile utilizzarne di di piccole dimensioni (ad esempio RES49 o REC23). Informazioni sui filtri al quarzo: nella versione dell'autore, il 1° FOS è a otto cristalli, il 2° ("clean-up") è a quattro cristalli. Ma questo non è un requisito, ma piuttosto un desiderio. In linea di principio, qualsiasi filtro può essere utilizzato nel circuito ea qualsiasi frequenza a disposizione di un radioamatore. Questo è un altro vantaggio delle cascate reversibili utilizzate, in cui non ci sono circuiti risonanti che richiedono l'accordatura. Tuttavia, va tenuto presente che poiché l'IF non utilizza il più ottimale, ma molto semplice e accessibile a un radioamatore alle prime armi, il più semplice circuito di abbinamento di autotrasformatori tra amplificatori e filtri al quarzo, l'unico requisito per i filtri al quarzo è il valore della loro impedenza di ingresso e di uscita, che dovrebbe essere compresa tra 220 e 330 ohm. Di norma, i filtri al quarzo realizzati su comuni risonatori al quarzo PAL ad una frequenza di 8.867 MHz soddisfano questo requisito.
Con la scheda principale è possibile utilizzare qualsiasi VFO o sintetizzatore di frequenza che opera alle frequenze appropriate e genera la tensione del segnale di uscita richiesta. Non applicare più di 1,2 - 1,5 V al miscelatore, poiché ciò comporterà un aumento del rumore intrinseco del percorso. Tuttavia, se il GPA utilizzato ha una potenza sufficiente, nel primo mixer possono essere installati due diodi collegati in serie nel braccio. In questo caso, puoi aspettarti un aumento della gamma dinamica (di diversi decibel) in modalità di ricezione e puoi anche aumentare il livello del segnale di uscita in modalità di trasmissione - fino a 200 - 250 mV invece di 100 - 150 mV con un mixer in cui è installato un diodo in ciascuna spalla.
I filtri passa-banda con un'impedenza di ingresso e uscita di 50 ohm possono essere utilizzati qualsiasi, sia in casa che industriale. Nella versione dell'autore vengono utilizzati DFT fatti in casa dal ricetrasmettitore RA3AO.
In particolare voglio notare che nella modalità di ricezione, dovresti scegliere il livello di segnale ottimale dall'OG, concentrandoti sul miglior rapporto segnale-rumore all'uscita del percorso. Il livello del segnale di uscita dell'OG è in gran parte determinato dal fattore di qualità del risonatore al quarzo ZQ3. Il livello ottimale può essere impostato selezionando la capacità del condensatore C20 nell'intervallo 47 - 100 pF e/o la resistenza del resistore R23 (330 - 750 ohm).
L'amplificatore per microfono sui transistor VT7 e VT8 è necessario solo quando si utilizza un microfono dinamico. Se il ricetrasmettitore funzionerà con un microfono electret con un EMF di 100 mV o più, è sufficiente installare solo un inseguitore di emettitore, dopo averlo realizzato secondo uno degli schemi noti.
Non è difficile calcolare la reale sensibilità del percorso: le perdite nel DFT sono -6 dB, le perdite nella miscela sono B, il guadagno del 1° IF è +20 dB, le perdite nel 1° filtro al quarzo- -6 dB, guadagno del 2° IF - +20 dB, perdite del 2° filtro al quarzo - -4 dB, guadagno del 3° IF - +20 dB. In totale, prima dell'ingresso del rivelatore (prima del condensatore C11), il guadagno del percorso di ricezione è +38 dB, ovvero 80 volte la tensione. Dall'ingresso del rivelatore, la reale sensibilità misurata (con un rapporto segnale/rumore di 10 dB) è di 10 μV. Pertanto, la massima sensibilità ottenibile dall'ingresso dell'antenna può raggiungere 0,125 μV. Questo è teorico, ma in realtà non è peggiore di 0,35 μV. E tutto questo grazie all'IF a basso rumore con il suo guadagno relativamente basso.
A basse frequenze (lettura - audio), è molto più facile ottenere un grande guadagno (come, ad esempio, nei ricevitori conversione diretta). Il guadagno ULF sul chip LM368 può raggiungere oltre 70 dB! Per rimuovere l'amplificazione in eccesso ("rumore bianco"), è installato un resistore sintonizzato R29.
Se sulla base di questo percorso si suppone di produrre un ricetrasmettitore per le gamme di bassa frequenza, è opportuno ridurre la tensione di alimentazione degli stadi inversi a +6 V, sostituendo stabilizzatore integrale da 78L09 a 78L06.
Il controllo del guadagno RF viene eseguito al meglio utilizzando un attenuatore regolare (Fig. 2), installato davanti al DFT.
Il percorso principale può essere integrato con un generatore di telegrafi (Fig. 3). Il suo circuito praticamente non differisce dal circuito OG (ad eccezione dell'elemento di regolazione della frequenza: al posto dell'induttanza viene utilizzato un condensatore, che consente di "alzare" la frequenza del generatore).

Un amplificatore di potenza a transistor (Fig. 4) con una potenza di uscita di circa 30 W viene utilizzato con il percorso principale del ricetrasmettitore.

Nella versione dell'autore, l'amplificatore è realizzato "sulle toppe" su una scheda in lamina di fibra di vetro installata su un radiatore, su cui sono fissati i transistor VT2 (direttamente) e VT3-VT5 (tramite guarnizioni isolanti). Per aumentare la stabilità del funzionamento delle cascate sui transistor IRF510, sul terminale di gate di ciascun transistor viene inserito un anello K7-4-2 M1000NN.
La configurazione dell'amplificatore inizia con l'impostazione delle correnti di riposo dei transistor (senza applicare un segnale RF): VT1 - 34 mA (selezionando la resistenza del resistore R4), VT2 - 150 mA (selezionando la resistenza del resistore R9), VT3 - 250 mA (selezionando la resistenza del resistore R13), VT4 e VT5 - circa 200 mA ciascuno (utilizzando i trimmer R16 e R17) Il condensatore C6 è un elemento molto importante del circuito, che determina in gran parte la risposta in frequenza passante di l'amplificatore di potenza. La regolazione della risposta in frequenza dovrebbe iniziare dalla gamma di 28 MHz selezionando la capacità del condensatore C6, applicando una tensione di 100-120 mVeff all'ingresso dell'amplificatore RF. In questo caso, l'uscita dell'amplificatore deve essere collegata ad un'antenna equivalente a 50 ohm tramite filtri passa-basso preconfigurati. Diciamo che la tensione di uscita nella gamma di 28 MHz era di 40 V rms. Successivamente, si passa alle gamme di frequenza più basse e selezionando la capacità del condensatore C6 otteniamo una tensione di uscita di circa 40 V rms. Oppure è possibile impostare immediatamente la capacità C6 a 1000 pF e confrontare la potenza di uscita nelle gamme di 3,6 e 28 MHz. Forse l'amplificatore avrà una risposta in frequenza abbastanza "decente". Se non è possibile equalizzare la risposta in frequenza selezionando la capacità del condensatore C6, sarà necessario installare dei condensatori in parallelo ai primari dei trasformatori T2 e T3 (nel diagramma non ci sono condensatori, perché potrebbero non essere necessario) con una capacità di 30-50 pF.
In conclusione, vorrei sottolineare che durante l'anno di lavoro sul ricetrasmettitore, effettuato sulla base degli schemi di cui sopra, più di 160 paesi sono stati lavorati nell'elenco DXCC e più di 210 diplomi sono stati ricevuti nell'ambito del programma EPC.

Igor Avgustovsky (RV3LE)

Schema elettrico della scheda principaleTRX "Klopik" (scheda 2.0).

Su questa scheda è possibile installare filtri al quarzo assemblati "KF-8m" e "PKF-4m".