Charge d'impulsion électronique basée sur TL494
Le générateur d'impulsions est utilisé pour la recherche en laboratoire dans le développement et la mise en service d'appareils électroniques. Le générateur fonctionne dans la plage de tension de 7 à 41 volts et a une capacité de charge élevée en fonction du transistor de sortie. L'amplitude des impulsions de sortie peut être égale à la valeur de la tension d'alimentation du microcircuit, jusqu'à la valeur limite de la tension d'alimentation de ce microcircuit +41 V. Sa base est connue de tous, souvent utilisée dans.
analogues TL494 sont des jetons KA7500 et son clone domestique - KR1114EU4 .
Limites des paramètres :
Tension d'alimentation 41V
Tension d'entrée de l'amplificateur (Vcc+0.3)V
Tension de sortie du collecteur 41V
Courant de sortie du collecteur 250mA
Dissipation de puissance totale en mode continu 1W
Plage de température de travail environnement:
-avec suffixe L -25..85С
-avec le suffixe С.0..70С
Plage de température de stockage -65…+150°C
Schéma de principe de l'appareil
Circuit générateur impulsions rectangulaires
Carte de circuit imprimé du générateur TL494 et les autres fichiers se trouvent dans un fichier .
Le réglage de la fréquence est effectué par le commutateur S2 (grossièrement) et la résistance RV1 (en douceur), le rapport cyclique est régulé par la résistance RV2. Le commutateur SA1 change les modes de fonctionnement du générateur du mode commun (monocycle) à l'antiphase (push-pull). La résistance R3 sélectionne la plage de fréquences de chevauchement la plus optimale, la plage de réglage du rapport cyclique peut être sélectionnée par les résistances R1, R2.
Détails du générateur d'impulsions
Les condensateurs C1-C4 du circuit de temporisation sont sélectionnés pour la plage de fréquences requise et leur capacité peut aller de 10 microfarads pour la sous-gamme infra-basse à 1000 picofarads pour la fréquence la plus élevée.
Avec une limite de courant moyenne de 200 mA, le circuit est capable de charger la grille assez rapidement, mais
il est impossible de le décharger avec un transistor éteint. La décharge de la grille avec une résistance mise à la terre est également d'une lenteur insatisfaisante. A ces fins, un répéteur complémentaire indépendant est utilisé.
- Lisez: "Comment faire à partir d'un ordinateur."
Seigneur des dragons (2005)
Une tâche: Assemblez un générateur d'impulsions rectangulaire facile à utiliser et polyvalent. Une condition préalable est d'assurer les fronts d'attaque et de fuite les plus raides possibles du signal. Il est également souhaitable de couvrir la gamme la plus large possible de fréquences et de rapports cycliques. Selon la tâche fixée, par les efforts conjoints des participants au projet "site", un schéma est né, que vous êtes invité à prendre connaissance ci-dessous.
Schéma de principe et graphiques :
Photos du générateur fini : en train de travailler avec ce générateur, il a été périodiquement amélioré, les cotes du circuit ont été spécifiées. À cet égard, le générateur a subi deux mises à niveau. Présentons toutes les versions du générateur dans l'ordre. La première version, assemblée immédiatement, différait en ce qu'elle n'avait pas de source d'alimentation "à bord".
Pendant le fonctionnement, il s'est avéré que de tels gros condensateur pas besoin. Des condensateurs ont été installés directement sur la carte du générateur avec un régulateur de tension. Un transformateur et un interrupteur de puissance sont intégrés sur une base commune.
Plus récemment, afin d'élargir la gamme disponible de fréquences couvertes, une autre mise à niveau a été effectuée et un commutateur supplémentaire a été intégré dans le circuit pour changer rapidement le condensateur dans la chaîne de synchronisation, qui sera discuté plus en détail ci-dessous.
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| Version 3.0. (2009) gamme de fréquences disponible élargie |
Descriptif circuit : la puce TL494 peut fonctionner à la fois en mode monocycle (c'est ainsi qu'il est représenté sur le schéma ci-dessus), et en mode push-pull, travaillant sur deux charges en alternance. Je vais vous dire comment convertir le circuit en un circuit à deux temps ci-dessous, et maintenant nous allons considérer un circuit à cycle unique.
Le schéma à cycle unique se caractérise principalement par le fait que l'on peut changer le rapport cyclique du signal de zéro à 100% (le canal est toujours ouvert). La chaîne de réglage du rapport cyclique est située sur la 2ème jambe du microcircuit. Essayez de supporter les valeurs indiquées : 20 K - résistance d'ajustement et limitation de 12 K. Condensateur entre 2 et 4 pattes du microcircuit avec une valeur nominale de 0,1 microfarads.
La gamme de fréquences est régulée par deux éléments: premièrement, par une chaîne de résistances sur la 6ème jambe du microcircuit, et deuxièmement, par la capacité du condensateur sur la 5ème jambe. Nous installons des résistances: 330K - trimmer et constante 2,2K. Jetons un coup d'œil au tableau que j'ai posté plus tôt. Nous avons limité les graphiques horizontalement par les valeurs des résistances. Gauche et droite. Pour un condensateur à 5 pattes d'une capacité de 1000pF = 1nF = 0,001uF (ligne droite supérieure sur le graphique), la plage de fréquence résultante est de 4KHz à la limite du microcircuit (en fait, c'est 150..200KHz, mais potentiellement jusqu'à 470KHz , bien que de telles fréquences ne soient pas obtenues par de telles méthodes). Dans la dernière mise à niveau du générateur, un interrupteur a été introduit dans le circuit, remplaçant le condensateur de mise à l'heure sur la 5ème jambe du microcircuit d'une valeur nominale de 1000pF à une autre, avec une valeur nominale de 100nF = 0,1 μF, ce qui rend il est possible de couvrir la plage de fréquence inférieure (la deuxième ligne à partir du bas sur le graphique). La seconde plage est la suivante : de 40Hz à 5KHz. En conséquence, nous avons obtenu un oscillateur qui couvre la plage de 40Hz à 200KHz.
Maintenant quelques mots sur l'étage de sortie que nous contrôlons. En tant que clé, vous pouvez utiliser l'une des trois clés (transistors à effet de champ), en fonction des paramètres requis sur la charge. Les voici : IRF540 (28A, 100V), IRF640 (18A, 200V) et IRF840 (8A, 500V). Les jambes des trois sont numérotées de la même manière. Pour un bord de fuite plus net, il existe un transistor KT6115A. Le rôle de ce transistor est de régler brusquement le potentiel de grille de l'agent de terrain sur moins. Une diode et une résistance d'une valeur nominale de 1K sont la liaison de ce transistor supplémentaire (driver). La résistance de grille de 10 ohms élimine directement les éventuelles sonneries haute fréquence. De plus, afin de lutter contre les sonneries, je recommande de mettre un petit anneau de ferrite sur la jambe d'obturation du travailleur sur le terrain.
Si nécessaire, le circuit peut être converti en push-pull et pomper alternativement deux charges. Les principales différences du mode push-pull sont, d'une part, la réduction de la fréquence de sortie sur chaque canal de moitié par rapport à celle calculée, et d'autre part, le rapport cyclique du signal dans chaque canal sera désormais régulé de 0 à 50% . Pour passer le circuit en mode push-pull, il est nécessaire d'appliquer une puissance positive sur la 8ème jambe du microcircuit (comme sur la 11ème jambe). Il est également nécessaire de connecter la 13e jambe aux 14e et 15. En conséquence, accrochez un étage de sortie similaire à la sortie de la 9e jambe, comme on le voit sur la 10e jambe du microcircuit.
Enfin, je note que la puce TL494 fonctionne à partir d'une plage d'alimentation allant de 7 à 41V. Moins de 7 volts ne peuvent pas être appliqués - il ne démarrera pas ringard. Les transistors clés de ce type ont une puissance suffisante de 9 volts. Il vaut mieux faire du 12V, du 15V c'est encore mieux (ça s'ouvrira plus vite, c'est à dire que le bord d'attaque sera plus court). Si vous ne trouvez pas KT6115A, vous pouvez le remplacer par un autre transistor KT685D moins puissant (ou n'importe quelle lettre en général). Les jambes du transistor 685, s'il vous fait face, - de gauche à droite : K, B, E. Je vous souhaite des expériences réussies !
Description générale et utilisation
TL 494 et ses versions ultérieures - le microcircuit le plus couramment utilisé pour la construction de convertisseurs de puissance à deux temps.
- TL494 (développement original par Texas Instruments) - Circuit intégré convertisseur de tension PWM avec sorties asymétriques (boîtier TL 494 IN - DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
- K1006EU4 - analogue domestique de TL494
- TL594 - analogique du TL494 avec une précision améliorée des amplificateurs d'erreur et du comparateur
- TL598 - analogique de TL594 avec un répéteur push-pull (pnp-npn) à la sortie
Ce matériel est une généralisation sur le sujet du document technique original Texas Instruments, Publications International Rectifier ("Power Semiconductors International Rectifier", Voronezh, 1999) et Motorola.
Avantages et inconvénients de ce microcircuit :
- Plus : circuits de contrôle avancés, deux amplificateurs différentiels (peut également exécuter des fonctions logiques)
- Inconvénients : les sorties monophasées nécessitent une garniture supplémentaire (par rapport à l'UC3825)
- Inconvénients : contrôle du courant indisponible, boucle relativement lente retour d'information(non critique en PN automobile)
- Moins : la commutation synchrone de deux circuits intégrés ou plus n'est pas aussi pratique que dans l'UC3825
1. Caractéristiques des puces TL494
Circuits de protection ION et sous-tension. Le circuit s'allume lorsque l'alimentation atteint le seuil de 5,5..7,0 V (valeur typique 6,4 V). Jusqu'à ce point, les bus de contrôle internes désactivent le fonctionnement du générateur et de la partie logique du circuit. Courant mouvement oisifà une tension d'alimentation de +15V (les transistors de sortie sont désactivés) pas plus de 10 mA. ION +5V (+4,75..+5,25 V, stabilisation de sortie pas pire que +/- 25mV) fournit un courant de sortie jusqu'à 10 mA. Il est possible d'amplifier l'ION uniquement à l'aide d'un suiveur émetteur npn (voir TI pages 19-20), mais la tension en sortie d'un tel "stabilisateur" dépendra fortement du courant de charge.
Générateur génère sur le condensateur de temporisation Ct (broche 5) une tension en dents de scie de 0..+3.0V (l'amplitude est fixée par ION) pour TL494 Texas Instruments et 0...+2.8V pour TL494 Motorola (que peut-on attendre des autres ?), respectivement pour TI F =1.0/(RtCt), pour Motorola F=1.1/(RtCt).
Les fréquences de fonctionnement admissibles vont de 1 à 300 kHz, tandis que la plage recommandée est Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 μF. Dans ce cas, la dérive de température typique de la fréquence est (bien sûr, sans tenir compte de la dérive des composants connectés) +/- 3%, et la dérive de fréquence en fonction de la tension d'alimentation est de 0,1% dans toute la plage autorisée .
Pour éteindre le générateur à distance, vous pouvez utiliser une clé externe pour fermer l'entrée Rt (6) à la sortie ION, ou - fermer Ct à la masse. Bien sûr, la résistance de fuite de l'interrupteur ouvert doit être prise en compte lors du choix de Rt, Ct.
Entrée de commande de phase de repos (rapport cyclique)à travers le comparateur de phase de repos définit la pause minimale requise entre les impulsions dans les bras du circuit. Cela est nécessaire à la fois pour empêcher le courant traversant dans les étages de puissance à l'extérieur du CI et pour le fonctionnement stable du déclencheur - le temps de commutation de la partie numérique du TL494 est de 200 ns. Le signal de sortie est activé lorsque la scie sur Ct dépasse la tension à l'entrée de commande 4 (DT). Aux fréquences d'horloge jusqu'à 150 kHz à tension de commande nulle, la phase de repos = 3% de la période (décalage du signal de commande équivalent 100..120 mV), aux hautes fréquences, la correction intégrée étend la phase de repos à 200.. 300ns.
A l'aide du circuit d'entrée DT, il est possible de régler une phase de repos fixe ( Séparateur R-R), mode de démarrage progressif (R-C), arrêt à distance (clé) et utiliser DT comme entrée de commande linéaire. Le circuit d'entrée est composé de transistors pnp, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1,0 uA) sort du circuit intégré et n'y pénètre pas. Le courant est assez important, il faut donc éviter les résistances à haute résistance (pas plus de 100 kOhm). Voir TI, page 23 pour un exemple de protection contre les surtensions utilisant une diode Zener TL430 (431) à 3 broches.
Amplificateurs d'erreur- en fait, des amplificateurs opérationnels avec Ku=70..95dB en tension continue (60 dB pour les premières séries), Ku=1 à 350 kHz. Les circuits d'entrée sont assemblés sur des transistors pnp, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1,0 µA) sort du CI et n'y pénètre pas. Le courant est suffisamment important pour l'amplificateur opérationnel, la tension de polarisation l'est également (jusqu'à 10 mV), il convient donc d'éviter les résistances à haute résistance dans les circuits de commande (pas plus de 100 kOhm). Mais grâce à l'utilisation d'entrées pnp, la plage de tension d'entrée est de -0,3 V à Vsupply-2V.
Les sorties des deux amplificateurs sont combinées par une diode OU. L'amplificateur, à la sortie duquel il y a une plus grande tension, intercepte le contrôle de la logique. Dans ce cas, le signal de sortie n'est pas disponible séparément, mais uniquement à partir de la sortie de la diode OU (c'est aussi l'entrée du comparateur d'erreurs). Ainsi, un seul amplificateur peut être fermé par la boucle de contre-réaction en mode linéaire. Cet amplificateur ferme le système d'exploitation linéaire principal en termes de tension de sortie. Dans ce cas, le deuxième amplificateur peut être utilisé comme comparateur - par exemple, pour dépassement du courant de sortie, ou comme clé d'un signal d'alarme logique (surchauffe, court-circuit, etc.), arrêt à distance, etc. L'un des les entrées du comparateur sont liées à l'ION, les deuxièmes alarmes OU (encore mieux - les signaux ET logiques des états normaux).
Lors de l'utilisation d'un système d'exploitation dépendant de la fréquence RC, il convient de rappeler que la sortie des amplificateurs est en fait asymétrique (diode série!), Donc, charger la capacité (vers le haut) la chargera, et vers le bas, il faudra beaucoup de temps pour décharge. La tension à cette sortie est de l'ordre de 0..+3.5V (un peu plus que l'amplitude du générateur), puis le coefficient de tension chute brutalement et à environ 4.5V en sortie les amplificateurs saturent. De même, les résistances à faible résistance doivent être évitées dans le circuit de sortie des amplificateurs (boucles OS).
Les amplificateurs ne sont pas conçus pour fonctionner dans un cycle de la fréquence de fonctionnement. Avec un retard de propagation du signal à l'intérieur de l'amplificateur de 400 ns, ils sont trop lents pour cela, et la logique de commande du trigger ne le permet pas (il y aurait des impulsions latérales en sortie). Dans les circuits PN réels, la fréquence de coupure du circuit OS est sélectionnée de l'ordre de 200-10000 Hz.
Logique de déclenchement et de contrôle de sortie- Avec une tension d'alimentation d'au moins 7V, si la tension de scie sur le générateur est supérieure à celle de l'entrée de commande DT, et si la tension de scie est supérieure à l'un des amplificateurs d'erreur (en tenant compte des seuils intégrés et décalages) - la sortie du circuit est autorisée. Lorsque le générateur est réinitialisé du maximum à zéro, les sorties sont désactivées. Un déclencheur avec une sortie biphasée divise la fréquence par deux. Avec un 0 logique à l'entrée 13 (mode sortie), les phases de déclenchement sont combinées par OU et sont alimentées simultanément aux deux sorties, avec un 1 logique, elles sont alimentées en paraphase à chaque sortie séparément.
Transistors de sortie- npn Darlingtons avec protection thermique intégrée (mais pas de protection de courant). Ainsi, la chute de tension minimale entre le collecteur (généralement fermé au bus positif) et l'émetteur (à la charge) est de 1,5 V (typique à 200 mA), et dans un circuit d'émetteur commun, elle est légèrement meilleure, 1,1 V typique. Le courant de sortie maximal (avec un transistor ouvert) est limité à 500 mA, la puissance maximale pour l'ensemble du cristal est de 1W.
2. Fonctionnalités des applications
Travailler sur la grille du transistor MIS. Répéteurs de sortie
Lors d'un fonctionnement sur une charge capacitive, qui est classiquement la grille d'un transistor MIS, les transistors de sortie TL494 sont rendus passants par un émetteur suiveur. Lorsque le courant moyen est limité à 200 mA, le circuit est capable de charger la grille assez rapidement, mais il est impossible de la décharger avec le transistor éteint. La décharge de la grille avec une résistance mise à la terre est également d'une lenteur insatisfaisante. Après tout, la tension sur la capacité de grille conventionnelle diminue de façon exponentielle, et pour fermer le transistor, la grille doit être déchargée de 10V à pas plus de 3V. Le courant de décharge à travers la résistance sera toujours inférieur au courant de charge à travers le transistor (et la résistance chauffera assez bien et volera le courant clé lors de la montée).
Option A. Circuit de décharge via un transistor pnp externe (emprunté au site Web de Shikhman - voir "Alimentation de l'amplificateur Jensen"). Lorsque la porte se charge, le courant traversant la diode éteint le transistor pnp externe, lorsque la sortie IC est éteinte, la diode est éteinte, le transistor s'allume et décharge la grille à la masse. Moins - ne fonctionne que sur de petites capacités de charge (limitées par la réserve de courant du transistor de sortie du CI).
Lors de l'utilisation du TL598 (avec une sortie push-pull), la fonction de l'épaulement inférieur, bit, est déjà câblée sur la puce. L'option A ne fonctionne pas dans ce cas.
Option B. Répéteur complémentaire indépendant. La charge de courant principale étant traitée par un transistor externe, la capacité (courant de charge) de la charge est pratiquement illimitée. Transistors et diodes - tout HF avec une faible tension de saturation et Ck, et une marge de courant suffisante (1A par impulsion ou plus). Par exemple, KT644 + 646, KT972 + 973. La "masse" du répéteur doit être soudée directement à côté de la source de l'interrupteur d'alimentation. Les collecteurs des transistors répéteurs doivent être shuntés avec une capacité céramique (non représentée sur le schéma).
Le choix du circuit dépend principalement de la nature de la charge (capacité de grille ou charge de commutation), de la fréquence de fonctionnement et des exigences de synchronisation pour les fronts d'impulsion. Et ils (les fronts) doivent être aussi rapides que possible, car c'est sur les transitoires que la clé MIS se dissipe la plupart de pertes de chaleur. Je vous recommande de vous tourner vers les publications de la collection International Rectifier pour une analyse complète du problème, mais je me limiterai moi-même à un exemple.
Un transistor puissant - IRFI1010N - a une charge de grille totale de référence Qg=130nC. C'est beaucoup, car le transistor a une surface de canal exceptionnellement grande afin de fournir une résistance de canal extrêmement faible (12 mΩ). Ce sont ces clés qui sont nécessaires dans les convertisseurs 12V, où chaque milliohm compte. Pour garantir l'ouverture du canal, la grille doit être fournie avec Vg = + 6V par rapport à la masse, tandis que la charge totale de grille Qg (Vg) = 60 nC. Pour garantir la décharge de la grille chargée jusqu'à 10V, il faut absorber Qg(Vg)=90nC.
2. Mise en œuvre de la protection actuelle, du démarrage progressif, de la limitation du cycle de service
En règle générale, dans le rôle d'un capteur de courant, une résistance série dans le circuit de charge est demandée. Mais il volera de précieux volts et watts à la sortie du convertisseur, et il ne contrôlera que les circuits de charge, et il ne pourra pas détecter les courts-circuits dans les circuits primaires. La solution - un capteur inductif courant dans le circuit primaire.
Le capteur lui-même (transformateur de courant) est une bobine toroïdale miniature (son diamètre intérieur, en plus de l'enroulement du capteur, doit laisser passer librement le fil de l'enroulement primaire du transformateur de puissance principal). A travers le tore on fait passer le fil de l'enroulement primaire du transformateur (mais pas le fil "terre" de la source !). Nous avons réglé la constante de temps de montée du détecteur de l'ordre de 3 à 10 périodes de la fréquence d'horloge, la chute - 10 fois plus, en fonction du courant de fonctionnement de l'optocoupleur (environ 2 à 10 mA à une chute de tension de 1,2 à 1,6 V ).
Sur le côté droit du diagramme, il y a deux solutions standards pour TL494. Le diviseur Rdt1-Rdt2 définit le rapport cyclique maximal (phase de repos minimale). Par exemple, avec Rdt1=4.7kΩ, Rdt2=47kΩ en sortie 4 pression constante Udt=450mV, ce qui correspond à une phase de repos de 18..22% (selon la série IC et la fréquence de fonctionnement).
A la mise sous tension, Css est déchargé et le potentiel à l'entrée DT est Vref (+5V). Css est chargé via Rss (alias Rdt2), abaissant en douceur le potentiel DT à limite inférieure, limité par un diviseur. C'est un démarrage en douceur. Avec Css = 47 uF et les résistances spécifiées, les sorties du circuit s'ouvrent 0,1 s après la mise sous tension et atteignent le cycle de fonctionnement pendant encore 0,3-0,5 s.
Dans le circuit, en plus de Rdt1, Rdt2, Css, il y a deux fuites - le courant de fuite de l'optocoupleur (pas plus de 10 μA à haute température, environ 0,1-1 μA à température ambiante) et le courant de base du CI transistor d'entrée provenant de l'entrée DT. Pour que ces courants n'affectent pas de manière significative la précision du diviseur, nous sélectionnons Rdt2 = Rss pas supérieur à 5 kOhm, Rdt1 - pas supérieur à 100 kOhm.
Bien entendu, le choix d'un optocoupleur et d'un circuit DT pour le contrôle n'est pas fondamental. Il est également possible d'utiliser un amplificateur d'erreur en mode comparateur et de bloquer la capacité ou la résistance du générateur (par exemple, avec le même optocoupleur) - mais il ne s'agit que d'un arrêt, pas d'une limitation en douceur.
Après avoir grimpé sur Internet, je n'ai pas trouvé un seul circuit de régulateur de tension et, surtout, de courant - sur une base d'éléments modernes. Tous
étaient soit analogiques soit à transistors bipolaires, en commutation de clé. J'ai essayé l'un d'eux.
Je n'ai pas reçu de courant de plus de 2,5 ampères, sans échauffement important du transistor KT818. En essayant de supprimer environ 4 ampères, le transistor et la diode Schottky ont brûlé. Il est nécessaire de clarifier - ils étaient sans radiateurs. Cela ne change toutefois rien à la situation. En réfléchissant à la manière d'utiliser l'agent de terrain du canal P dans cette inclusion, je suis tombé sur une description de son travail. Dissipation de chaleur due à grande résistanceà une transition ouverte, trop grande - on pourrait oublier une bonne efficacité. Il a été décidé d'utiliser des appareils de terrain à canal N contrôlés par le pilote de clé supérieur.
Bien que le système fonctionne et ait une bonne efficacité, il n'était pas sans inconvénients. Il s'agissait de son utilisation dans la charge des batteries. Ils étaient liés au fait que la touche inférieure est toujours ouverte lorsque la touche supérieure est fermée. Si l'énergie de l'inductance s'épuise, le courant de la batterie traversera l'inductance dans le sens opposé et brûlera la clé inférieure. Le supérieur brûlera lorsqu'il sera ouvert au inférieur court-circuité.
Il a été décidé d'abandonner la clé synchrone et de l'utiliser à l'ancienne diode puissante coups.
À la suite d'une longue recherche, d'essais et d'erreurs, de microcircuits brûlés et de travailleurs sur le terrain, un tel schéma est né
Caractéristiques principales.
1. Fonctionne de manière stable.
2. Tient très bien le courant et la tension.
3. A une efficacité d'environ 90 %. Parfois jusqu'à 94 !
4. Toutes les pièces reposent dans une décharge.
5. N'a pratiquement pas besoin d'ajustement.
6. Très simple et reproductible.
7. Le courant est réglable de zéro à autant que l'utilisateur le souhaite.
8. Tension réglable à partir de 2,5 V.
À partir des fonctionnalités.
Le courant de sortie est contrôlé par un shunt.
Sa résistance est d'environ 0,01 ohm. La dissipation de chaleur sur celui-ci est relativement faible. Le courant est réglable sur une large plage. De 0 ampère .... à combien la diode et l'inductance le permettront. La limite maximale de réglage du courant (et du court-circuit) est fixée par la résistance R6. Faites immédiatement une réservation en dessous de 4 ampères que je ne vous conseille pas d'installer. Une caractéristique de la commande de courant est l'utilisation d'une "amplification de tension shunt" mise en œuvre sur la diode D4. Cela permet à TL de fonctionner correctement avec des courants proches de zéro et d'exposer (avec la résistance R9) un courant de court-circuit .... disons 1mA. La diode D5 sert à stabiliser thermiquement le circuit de commande de courant.
Le shunt était à l'origine un morceau de fil de cuivre d'environ 4,5 cm de long et 0,4 mm de diamètre. Le cuivre étant très instable et lorsqu'il est chauffé, le courant s'envole, il a été décidé d'ouvrir le multimètre chinois. Le shunt retiré de là a été raccourci de moitié et soudé dans la carte.
Manette de Gaz
a été enroulé sur un anneau jaune-blanc à partir d'un bloc d'alimentation d'ordinateur. Contient environ 24 tours de fil d'un diamètre de 2 mm. Le fil a été enroulé à partir d'un transformateur d'ordinateur UPS.
Ce n'est qu'avec un tel fil qu'il a été possible de se débarrasser d'un échauffement excessif de l'inducteur à des courants supérieurs à 5A.
Le point culminant est le pilote de clé de transformateur. Merci à LiveMaker du site Web de Microsmart pour cela. Il est fabriqué à partir de presque n'importe quel anneau de ferrite. Idéalement - timbres 2000 à partir de 2 cm de diamètre. L'anneau retiré du fil du filtre à impulsions fonctionne également (bien que son échauffement presque imperceptible soit observé). J'ai déjà deux cartes travaillant sur des anneaux qui ont été retirés des faisceaux de câbles reliant les cartes des copieurs. Le seul inconvénient qui n'a pas encore entraîné de conséquences négatives est l'émission aux limites des trapèzes des signaux de commutation. Ils ne sont pas gros (2-3V) et n'affectent pas les performances de l'appareil. Il n'y a rien de difficile à enrouler. Enroulé par oeil bobine à bobine. Essayez de répartir uniformément les spires des deux bobines autour de l'anneau. L'enroulement primaire contient 9 tours de fil. Secondaire - 27 tours de fil. J'enroule un câble à paire torsadée ordinaire résidentiel. La tension de grille est limitée par deux diodes Zener de 12-15 volts. Le pilote télécharge facilement le travailleur de terrain IRF3205. Le front des impulsions sur la grille est d'environ 168 nS.
Une puissante diode Schottky d'un bloc d'alimentation d'ordinateur a été utilisée comme diode inverse. Lui avec transistor à effet de champà travers des joints isolants se trouve sur un radiateur du processeur de l'ordinateur.
Gravé et testé. Veuillez noter - les résistances R14 et R12 - se composent en fait d'une résistance et d'un condensateur. Juste paresseux pour se reproduire.
En raison du fait que la résistance shunt affecte considérablement les modes de réglage du courant, l'unité a besoin d'un réglage primaire. Elle consiste à régler la résistance souhaitée R6. Il est nécessaire de choisir une telle résistance pour que lorsque le bouton de réglage du courant (R9) est tourné, le circuit délivre le courant maximum dont vous avez besoin (4-20A). Si le courant de sortie maximal doit être modifié fréquemment, vous pouvez le mettre au lieu de constant Resistance variable. Il y a une place et des contacts sur le tableau pour cela.
Il est prévu de remplacer le stabilisateur linéaire LM7815 par l'impulsion MC34063 car le LM7815 devient très chaud à des tensions d'alimentation supérieures à 24 V, ce qui réduit l'efficacité.
Photo. Déjà très battu par les tests de soudure.
J'ai assemblé une alimentation pour charger et tester des piles alcalines. Des alimentations PC mortes. Courant maximal(J'ai décidé que pour l'instant ce courant me suffisait) - 20A. J'utilise habituellement jusqu'à 10A, 18V. Total - 180 watts. Avec vent moyen. Il fonctionne 24 heures sur 24 depuis une semaine maintenant.
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commentaires
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0 #203 Mikhaïl 19/04/2017 22:46
En général, j'ai remarqué que même avec un lm-ke fonctionnant au remplissage maximum, les diodes zener se réchauffaient un peu (jusqu'à 50 degrés). J'ai remonté le transformateur de grille (tourne de 15 à 35), le chauffage a disparu, le stabilisateur fonctionne alors que le vol est normal) Merci à l'auteur pour le schéma et pour les conseils !
L'anneau que j'ai utilisé a été pris soit du moniteur, soit de l'imprimante (du faisceau de câbles), je ne m'en souviens plus, mais il est plus grand que ce qui est dans l'article sur la photo.
0 #202 Super utilisateur 17.04.2017 22:45
Eh bien, si vous pensez logiquement, alors 7815 peut tuer soit un excès de tension d'entrée, soit un excès de courant de sortie. On ne pourra pas dépasser la tension d'entrée avec une alimentation de 27 volts (si l'impression est strictement conforme à mon schéma). Il reste un excès de courant de sortie. Vous avez vous-même indiqué que la panne a été constatée à tensions maximales ou courants. Cela signifie que le remplissage des impulsions était maximum. Peut-être que le noyau (dimensions ou matériau inappropriés) à petit Kzap se sent bien, et lorsque le remplissage augmente, le noyau sature et le courant augmente fortement. Même si je n'ai jamais vu ça. Postez des photos de phoques de bonne qualité. Vous pouvez télécharger des photos sur le forum.
0 #201 Mikhaïl 15/04/2017 09:24
Pour la quatrième fois, le stabilisateur linéaire perce. Je ne comprends pas quelle est la raison, j'ai déjà tué deux lm7815 et deux lm317t, les symptômes sont toujours les mêmes, au début tout fonctionne bien, au bout d'un moment je remarque que lorsque je règle la tension ou le courant max, le les diodes Zener du circuit de porte commencent à fumer. Je mesure la tension d'alimentation tl494 et vois qu'elle est égale à l'entrée 25 volts, et le stabilisateur est percé, je le change et au bout d'un moment tout est nouveau.
Tension d'entrée 25-27 volts, lm-ka ne surchauffe pas, se tient sur un radiateur.
Seulement le plus important.
Tension d'alimentation 8-35v (cela semble possible jusqu'à 40v, mais je ne l'ai pas testé)
Possibilité de travailler en mode un temps et deux temps.
Pour le mode cycle unique, la durée d'impulsion maximale est de 96 % (pas moins de 4 % de temps mort).
Pour la version deux temps, la durée du temps mort ne peut être inférieure à 4 %.
En appliquant une tension de 0 ... 3,3v à la broche 4, vous pouvez régler le temps mort. Et effectuer un démarrage en douceur.
Il y a une source de tension de référence stabilisée intégrée 5V et un courant jusqu'à 10mA.
Il existe une protection intégrée contre les basses tensions d'alimentation, s'éteignant en dessous de 5,5 ... 7V (le plus souvent 6,4V). L'ennui c'est qu'à cette tension, les mosfets passent déjà en mode linéaire et grillent...
Il est possible d'éteindre le générateur de microcircuit en fermant la sortie Rt (6) la sortie de la tension de référence (14) ou la sortie Ct (5) à la masse avec une clé.
Fréquence de fonctionnement 1…300kHz.
Deux amplificateurs opérationnels "d'erreur" intégrés avec un gain Ku=70..95 dB. Entrées - sorties (1); (2) et (15); (16). Les sorties des amplificateurs sont combinées avec un élément OU, donc celui à la sortie duquel la tension est supérieure et contrôle la durée d'impulsion. L'une des entrées du comparateur est généralement liée à la tension de référence (14), et la seconde - où elle devrait être ... Le retard du signal à l'intérieur de l'amplificateur est de 400ns, ils ne sont pas conçus pour fonctionner dans un cycle.
Les étages de sortie du microcircuit avec un courant moyen de 200mA chargent assez rapidement la capacité d'entrée de la grille d'un mosfet puissant, mais ne fournissent pas sa décharge. dans un délai raisonnable. A cet égard, un pilote externe est nécessaire.
Condensateur de sortie (5) C2 et résistances de sortie (6) R3 ; R4 - définit la fréquence de l'oscillateur interne du microcircuit. En mode push-pull, il est divisible par 2.
Il existe une possibilité de synchronisation, déclenchée par des impulsions d'entrée.
Générateur à cycle unique avec fréquence et rapport cyclique réglables
Générateur monocycle à fréquence et rapport cyclique réglables (rapport durée d'impulsion sur durée de pause). Avec pilote de sortie à transistor unique. Ce mode est mis en œuvre si la broche 13 est connectée à un bus d'alimentation commun.
Schéma (1)
Comme le microcircuit a deux étages de sortie, qui dans ce cas fonctionnent en phase, ils peuvent être connectés en parallèle pour augmenter le courant de sortie ... Ou non inclus ... (en vert sur le schéma) De plus, la résistance R7 n'est pas toujours réglé.
En mesurant la tension aux bornes de la résistance R10 avec un amplificateur opérationnel, vous pouvez limiter le courant de sortie. La tension de référence est fournie à la seconde entrée par le diviseur R5 ; R6. Et bien vous l'avez compris le R10 va être chauffé.
Chaîne C6 ; R11, sur (3) jambe, posé pour plus de stabilité, demande la fiche technique, mais ça marche sans. Le transistor peut être pris et les structures npn.
Régime (2)
Régime (3)
Générateur monocycle avec fréquence et rapport cyclique réglables. Avec pilote de sortie à deux transistors (suiveur complémentaire).
Que puis-je dire ? La forme du signal est meilleure, les processus transitoires sont réduits aux moments de commutation, la capacité de charge est plus élevée et les pertes thermiques sont moindres. Bien que cela puisse être une opinion subjective. Mais. Maintenant, je n'utilise que deux pilotes de transistor. Oui, la résistance dans le circuit de porte limite la vitesse des transitoires de commutation.
Régime (4)
Et ici, nous avons un schéma d'un convertisseur asymétrique réglable boost (boost) typique, avec régulation de tension et limitation de courant.
Le schéma fonctionne, j'allais à plusieurs versions. La tension de sortie dépend du nombre de spires de la bobine L1, eh bien, de la résistance des résistances R7 ; R10; R11, qui sont sélectionnés lors du réglage ... La bobine elle-même peut être enroulée sur n'importe quoi. Taille - en fonction de la puissance. Anneau, W-core, même juste sur la tige. Mais il ne faut pas qu'il sature. Par conséquent, si l'anneau est en ferrite, vous devez le couper et le coller avec un espace. Les gros anneaux des alimentations informatiques fonctionneront bien, vous n'avez pas besoin de les couper, ils sont en "fer pulvérisé", l'écart est déjà prévu. Si le noyau est en forme de Ø - nous définissons un entrefer non magnétique, ils viennent avec un noyau moyen court - ceux-ci sont déjà avec un entrefer. Bref, on bobine avec un cuivre épais ou fil de montage(0,5-1,0 mm selon la puissance) et le nombre de tours est de 10 ou plus (selon la tension que nous voulons obtenir). Nous connectons la charge à la tension prévue de faible puissance. Nous connectons notre création à la batterie grâce à une lampe puissante. Si la lampe ne s'allume pas à pleine chaleur, on prend un voltmètre et un oscilloscope...
Nous sélectionnons les résistances R7; R10; R11 et le nombre de tours de la bobine L1, atteignant la tension prévue sur la charge.
Choke Dr1 - 5 ... 10 tours avec un fil épais sur n'importe quel noyau. J'ai même vu des options où L1 et Dr1 sont enroulés sur le même noyau. Je n'ai pas vérifié moi-même.
Régime (5)
Il s'agit également d'un véritable circuit convertisseur boost qui peut être utilisé, par exemple, pour charger un ordinateur portable à partir de batterie de voiture. Le comparateur sur les entrées (15); (16) surveille la tension de la batterie "donneuse" et éteint le convertisseur lorsque la tension sur celui-ci tombe en dessous du seuil sélectionné.
Chaîne C8 ; R12; VD2 - le soi-disant Snubber, est conçu pour supprimer les surtensions inductives. Il sauve un MOSFET basse tension, par exemple, l'IRF3205 peut supporter, si je ne me trompe pas, (drain - source) jusqu'à 50v. Cependant, cela réduit considérablement l'efficacité. La diode et la résistance sont correctement chauffées. Cela augmente la fiabilité. Dans certains modes (circuits), sans cela, un transistor puissant grille tout simplement immédiatement. Et parfois ça marche sans tout ça... Il faut regarder l'oscilloscope...
Régime (6)
Générateur principal à deux temps.
Diverses options d'exécution et de réglages.
À première vue, une grande variété de schémas de commutation se résume à un nombre beaucoup plus modeste de schémas réellement fonctionnels ... La première chose que je fais habituellement lorsque je vois un schéma "rusé" est de le redessiner dans mon standard habituel. Il s'appelait autrefois GOST. Maintenant, on ne sait pas comment dessiner, ce qui le rend extrêmement difficile à percevoir. Et cache des erreurs. Je pense que c'est souvent fait exprès.
Oscillateur maître pour demi-pont ou pont. C'est le générateur le plus simple, la durée et la fréquence des impulsions sont réglées manuellement. L'optocoupleur sur la jambe (3) peut également régler la durée, mais le réglage est très net. J'avais l'habitude d'interrompre le fonctionnement du microcircuit. Certains "luminaires" disent qu'il est impossible de contrôler par (3) la sortie, le microcircuit va griller, mais mon expérience confirme l'efficacité de cette solution. À propos, il a été utilisé avec succès dans un onduleur de soudage.
Régime (10)
Exemples de mise en œuvre de réglages (stabilisation) de courant et de tension. J'ai aimé ce que j'ai fait dans la figure 12 moi-même. Les condensateurs bleus ne peuvent probablement pas être installés, mais il vaut mieux les laisser tels quels.
Régime (11)
